定義
通過控制開關單元的ON/OFF，驅動揚聲器的放大器稱D類放大器。D類放大器首次提出於1958年，近些年已逐漸流行起來。
趨勢
D類放大器D類放大器在過去的幾代產品中已經得到了巨大的發展，系統設計者極大地改善了系統的耐用性並提高了其音頻質量。實際上，對大多套用而言，使用這些放大器所帶來的好處已經遠遠超過了它們的不足。
在傳統D類放大器中，用控制器將模擬或數字音頻信號在被集成到功率後端設備中的功率MOSFET MOSFET管放大之前轉換成PWM PWM信號。這些放大器效率很高，使用很小的散熱器或根本不需要散熱器，且降低了對電源輸出功率的要求。然而，與傳統的A/B類放大器相比，它們本身也存在固有的成本、性能和EMI EMI方面的問題，解決這些問題就是D類放大器的發展新趨勢。
降低EMI
自從D類放大器誕生以來，由於其自身的軌對軌（rail-to-rail）供電開關特性而引起的大量輻射EMI就一直困擾著系統設計者，這將使設備無法通過FCC FCC和CISPR CISPR認證。
在D類調製器中，通過將音頻信號與高頻固定頻率信號比較，並將結果在固定頻率的載波上調製，數字音頻信號被轉換成了PWM信號。形成的信號是可變脈寬的固定載波頻率（通常在幾百kHz），然後由高壓功率MOSFET對這些PWM信號進行放大，放 大後的PWM信號再通過低通濾波器去掉載頻，恢復出原始基帶音頻信號。
雖然這種拓撲結構很有效，但它也導致一些不希望的後果，如大量的輻射EMI。由於調製器採用固定頻率載波，因此將產生基載波的多次諧波輻射。而且，由於PWM信號自身的開關特性，過沖/下沖和振鈴將產生固定比率的高頻（10～100MHz的範圍）輻射EMI。為了壓制輻射EMI，最新一代PWM調製器發展的趨勢是採用擴展頻譜調製技術。
擴展頻譜調製技術用於在更大的頻寬內擴展開關PWM信號的頻譜能量，而不改變原始音頻的內容。一個改進傳統調製器高輻射EMI的有效方法是改變PWM開關信號的兩個邊沿，如圖1所示。信號以載波頻率為中心，但任何一個邊沿都不是按周期重複的。這不僅維持了固定載波頻率，而且由於邊沿不是以固定比率跳變的，載波頻率上的輻射能量就得到了極大的降低。
改善音頻質量
和性能優良的A/B類放大器相比，D類放大器的音頻性能是很差的，不僅失真大，而且動態範圍窄。所以，當前D類放大器的設計者就必須改進其性能。通過集成高性能採樣率轉換器（SRC）和Δ-Σ處理技術，新一代解決方案使失真（THD+N）得到了更大的改善，而且動態範圍也超過了100dB。
目前，D類放大器的一個噪聲源是音頻採樣時鐘的抖動。而時鐘通常是由SOC（MPEG解碼器和DSP等）產生的，即使很小的抖動也能迅速地影響到常規D類放大器的性能，因為音頻時鐘是與調製器的輸出時鐘關聯的。
解決這個問題的一個方法是採用SRC SRC技術。因為SRC使用本地穩定的時鐘源來同步數字音頻的時鐘，例如石英晶體振盪器，所以調製器的輸出抖動實際上與其他音頻時鐘是獨立的、不相關的。SRC的另一個優點是無論輸入音頻的採樣率如何波動，其輸出開關比率都是固定的，這一點與基於PLL的調製器不同。當音頻輸入源改變或輸入時鐘缺失時，SRC也通過消除可聽見的噪聲改善了系統的耐用性。
與目前的高端DAC DAC所採用的技術類似，通過集成高階Δ-Σ處理技術，D類放大器的音頻質量也得到了改善。基於Δ-Σ技術的調製器採用可以降低調製誤差的內部反饋。通過減小採樣誤差，調製器可以改善輸出失真，從而獲得更好的音質。
降低系統成本
為了追求D類放大器更低的成本，設計者在功率放大級採用半橋放大拓撲結構，以達到降低複雜性和減少物料成本的目的。因為半橋結構輸出通常是全橋的一半，功率MOSFET和外部濾波器件的數量也就減少一半。這也增加了後端設備單位功率通道數的數量。然而，半橋放大器在輸出端也需要一個隔直電容，而且對供電幹線上的噪聲也是極其敏感的。
在啟動時，隔直流電容必須被充電到偏置點（高壓供電幹線電壓的一半）。如果輸出信號沒有從地電位上升到偏置點，就會在揚聲器中產生很大的“噗”聲（開機衝擊聲）。新型的D類放大器採用預充電電容使啟動時揚聲器保持無聲。
使揚聲器在隔直電容充電時保持無衝擊聲的方法之一是使用數字電壓提升技術，也就是使PWM占空比從非開關狀態緩慢增加到50％。這將不會在揚聲器中產生較大的“噗”聲，但由於MOSFET開關時產生大量的瞬態電流，揚聲器也不是沒有聲音的。
使揚聲器在隔直電容充電時保持無衝擊聲的另一種方法是模擬電壓提升技術。在這種類型的電壓提升過程中，一個電流源將電容充電到偏置點。一旦電容兩端的電壓達到偏置點，電流源就會關閉。
電源反饋
由於半橋是單端拓撲結構，就不存在差分全橋拓撲結構中的共模抑制。在一個全橋放大器中，由於放大器的差分輸出是從同一個電壓源供電的，公共電壓源上的噪聲將在輸出端抵消。在半橋拓撲結構中，放大器供電電源上的任何交流紋波噪聲都將直接耦合到輸出端。由於半橋拓撲結構對電源供電噪聲的敏感，常常需要提供供電抑制反饋（PSR）電路來進行降噪。
模擬D類放大器有許多本身固有的PSR PSR特性，而完全的數字D類放大器則沒有。在目前的數字PSR方案中，通常採用一個外部的ADC來監視放大器的供電電源。
反饋和噪聲抵消處理是在調製器的數字域中進行的。有些製造商僅將這種反饋方法用於補償那些降低系統性能的從供電幹線上耦合進PWM輸出端的交流噪聲的影響。另外一些製造商也將其用於補償由於負載變化而引起的直流供電電壓的改變（電壓降落），例如，低音單元（超重低音揚聲器）所需要的快速浪涌電流，或者供電線路的電壓波動。交流和直流器件中PSR反饋所帶來的優點已經擴展到了全橋放大器，並改善了目前多通道家庭影院放大器中通道間的隔離，在串擾和線路電壓改變到達輸出之前有效地抵消了它們。
音頻放大器背景
d類放大器首次提出於1958年，近些年已逐漸流行起來。
音頻放大器的目的是以要求的音量和功率水平在發聲輸出元件上重新產生真實、高效和低失真的輸入音頻信號。音頻頻率範圍約為20 hz～20 khz，因此放大器必須在此頻率範圍內具有良好的頻率回響（當驅動頻帶有限的揚聲器時頻率範圍減小，例如低音揚聲器或高音揚聲器）。輸出功率能力根據套用情況變化範圍很寬，從數毫瓦（mw）的耳機，幾瓦（w）的電視（tv）或個人計算機（pc）音頻，幾十瓦的“迷你”家庭音響和汽車音頻，到幾百瓦和幾百瓦以上大功率的家用和商用音響系統，以及劇場或音樂廳音響系統。
一種音頻放大器的直接模擬實現使用電晶體線上性工作方式下產生一個與輸入電壓成比例的輸出電壓。正向電壓增益通常很高（至少40 db）。如果正向增益是反饋環路的一部分，那么總的環路增益也會很高。經常使用反饋環路，因為高環路增益可以改善性能，抑制由於正向路徑中線性誤差造成的失真，並且通過增加電源抑制（psr）減少電源噪聲。
優點
在傳統電晶體放大器中，輸出級包含提供瞬時連續輸出電流的電晶體。實現音頻系統放大器許多可能的類型包括a類放大器，AB類放大器和b類放大器。與d 類放大器設計相比較，即使是最有效的線性輸出級，它們的輸出級功耗也很大。這種差別使得d類放大器在許多套用中具有顯著的優勢，因為低功耗產生熱量較少，節省印製電路板（pcb）面積和成本，並且能夠延長攜帶型系統的電池壽命。
D類放大器和功耗(圖)
線性放大器輸出級直接連線到揚聲器（有些情況下通過電容器連線）。如果輸出級使用雙極性結型電晶體（bjt），它們通常工作線上性方式下，具有大的集射極電壓。輸出級也可以用互補金屬氧化物半導體（cmos）電晶體實現，如圖1所示。
圖1、cmos線性輸出級ground＝地
功率消耗在所有線性輸出級，因為產生輸出電壓vout的過程中不可避免地會在至少一個輸出電晶體內造成非零的ids和vds。功耗大小主要取決於對輸出電晶體的偏置方法。
a 類放大器拓撲結構使用一隻電晶體作為直流（dc）電流源，能夠提供揚聲器需要的最大音頻電流。a類放大器輸出級可以提供優良的音質，但功耗非常大，因為通常有很大的dc偏置電流流過輸出級電晶體（這是我們不期望的），而沒有提供給揚聲器（這是我們期望的）。
b 類放大器拓撲結構沒有dc偏置電流，所以功耗大大減少。其輸出電晶體是以推拉方式獨立控制，從而允許高端電晶體為揚聲器提供正電流，而低端電晶體吸收負電流。由於只有信號電流流過電晶體，因而減少了輸出級功耗。但是b類放大器電路的音質較差，因為當輸出電流過零點和電晶體在通斷狀態之間切換時會造成線性誤差（交越失真）。
ab 類放大器是a類放大器和b類放大器的組合折衷，它也使用dc偏置電流，但它遠小於單純的a類放大器。小的dc偏置電流足以防止交越失真，從而能提供良好的音質。其功耗介於a類放大器和b類放大器之間，但通常更接近於b類放大器。與b類放大器電路類似，ab類放大器也需要一些控制電路以使其提供或吸收大的輸出電流。
不幸的是，即使是精心設計ab類放大器也有很大的功耗，因為其中等範圍的輸出電壓通常遠離正電源或負電源。由於漏源極之間的電壓降很大，所以會產生很大的瞬時功耗ids×vds。d 類放大器由於具有不同的拓撲結構（見圖2），其功耗遠小於上面任何一類放大器。d類放大器的輸出級在正電源和負電源之間切換從而產生一串電壓脈衝。這種波形有利於降低功耗，因為當輸出電晶體在不導通時具有零電流，並且在導通時具有很低的vds，因而產生較小的功耗ids×vds 。
圖2、d類開環放大器框圖switching output stage＝開關輸出級
lossless low-pass filter （lc）＝無損低通濾波器（lc）
speaker ＝揚聲器
圖3. 差分開關輸出級和lc低通濾波器圖4是a類放大器和b類放大器輸出級功耗（pdiss）的理想值與ad1994 d類放大器輸出級功耗的測量值的比較。圖中的曲線是指給定的音頻正弦波信號的輸出級功率與揚聲器提供的負載功率（pload）之間的關係。其中負載功率相對最大負載（pload max ）功率水平標準化，箝位的正弦波信號保證10%總諧波失真（thd）。圖中的垂直線表示pload開始箝位的位置。
圖4、a類、b類放大器和d類放大器輸出級的功耗比較 normalized load power＝標準化負載功率
class a ideal＝a類放大器理想值
class b ideal＝b類放大器理想值
class d ad199x measured＝ad199x d類放大器測量值
no clipping＝沒有箝位
amplifier clips＝放大器箝位
max power the amp can deliver＝放大器可提供的最大功率
output is clipped at this power level＝在這個功率水平條件下的箝位輸出
可以看出，對於多種負載其功耗明顯不同，尤其是在高端和中端值負載條件下。在箝位開始之初，d類放大器輸出級的功耗約是b類放大器的1/2.5，是a類放大器的1/27。應當注意，消耗在a類放大器輸出級的功率比傳遞到揚聲器的功耗大，這是使用大的dc偏置電流的結果。
輸出級功率效率eff定義如下：
在箝位開始之初，a類放大器的eff＝25%，b類放大器的eff＝78.5%，d類放大器的eff＝90%
圖5、a類、b類和d類放大器輸出級的功率效率比較註：power efficiency＝功率效率
normalized load power＝標準化負載功率
class d ad199x measured＝ad199x d類放大器測量值
class b ideal＝b類放大器理想值
class a ideal＝a類放大器理想值
功耗和功率效率的差異在中等功率水平處很大。這對於音頻很重要，因為大音量音樂的長期平均功率水平要比達到pload max的瞬時峰值水平低很多（為其1/5到1/20，取決於音樂類型）。因而，對於音頻放大器，[pload = 0.1×pload max] 是一個合理的平均功率水平，按照這個功率水平評估pdiss。在這個功率水平，d類放大器輸出級的功耗是b類放大器的1/9，是a類放大器的1/107。
對於10 w pload max的音頻放大器，1 w的平均pload認為是保真音頻功率水平。在這種條件下，d類放大器輸出級內部功耗為282 mw，對於b類放大器為2.53 w，對於a類放大器為30.2 w。在這種情況下，d類放大器的效率從高功率條件下的90%減少到78%。但即使是78%也要遠優於b類放大器和a類放大器，它們的效率分別為28%和3%。
這些差別對於系統設計具有重要的影響。對於1 w以上的功率水平，線性輸出級的過大的功耗要求採用有效的散熱方法以避免不可接受的發熱，通常是使用大金屬板作為散熱板，或用風扇促進放大器空氣散熱。如果放大器是積體電路（ic），就可能需要大尺寸、高成本的增強散熱封裝以促進熱傳導。這些考慮在消費類產品中很麻煩，例如平板電視，其印製電路板面積（pcb）面積很寶貴，或汽車音響，其發展趨勢是在固定空間內增加通道數。
對於1 w以下的功率水平，處理浪費的功率可能比處理散熱還困難。如果是電池供電，線性放大器輸出級消耗電池電荷要比d類放大器快。在上面的例子中，d類放大器輸出級耗費的電源電流是b類放大器的1/2.8，是a類放大器的1/23.6，因此它們用於蜂窩電話，pda和mp3播放器等產品在電池的壽命方面有很大差別。
迄今為止，我們為了簡單起見，只是專門注重放大器輸出級的分析。但是當考慮放大器系統中所有功耗時，線性放大器要比低輸出功率d類放大器更有利。原因是在低功率水平條件下，產生和調製開關波形所需要的功率會很大。因而，精心設計的低中功率的ab類放大器的寬系統靜態功耗優勢使得它們可與d類放大器相競爭。雖然對於寬的輸出功率範圍，毫無疑問d類放大器具有低功耗優勢。
術語以及差分方式與單端方式的比較
圖3示出d類放大器中輸出電晶體和lc濾波器的差分實現。這個h橋具有兩個半橋開關電路，它們為濾波器提供相反極性的脈衝，其中濾波器包含兩個電感器、兩個電容器和揚聲器。每個半橋包含兩個輸出電晶體，一個是連線到正電源的高端電晶體mh，另一個是連線到負電源的低端電晶體ml。圖3中示出的是高端pmos電晶體。經常採用高端nmos電晶體以減小尺寸和電容，但需要特殊的柵極驅動方法控制它們（見深入閱讀資料1）。
全h橋電路通常由單電源（vdd）供電，接地端用於接負電源端（vss）。對於給定的vdd和vss，h橋電路的差分方式提供的輸出信號是單端方式的兩倍，並且輸出功率是其四倍。半橋電路可由雙極性電源或單極性電源供電，但單電源供電會對dc偏置電壓產生潛在的危害，因為只有vdd/2電壓施加到過揚聲器，除非加一個隔直電容器。
“激勵”的半橋電路電源電壓匯流排可以超過lc濾波器的大電感器電流產生的標稱值。在vdd和vss之間加大的去耦電容器可以限制激勵dv/dt的瞬態變化。全橋電路不受匯流排激勵的影響，因為電感器電流從一個半橋流入，從另一個半橋流出，從而使本地電流環路對電源干擾極小。
音頻D類放大器
雖然利用d類放大器的低功耗優點有力推動其音頻套用，但是有一些重要問題需要設計工程師考慮，包括：
輸出電晶體尺寸選擇、輸出級保護、音質、調製方法、抗電磁干擾（emi）、lc濾波器設計、系統成本
輸出電晶體尺寸選擇
選擇輸出電晶體尺寸是為了在寬範圍信號調理範圍內降低功耗。當傳導大的ids時保證vds很小，要求輸出電晶體的導通電阻（ron）很小（典型值為0.1Ω～0.2Ω）。但這要求大電晶體具有很大的柵極電容（cg）。開關電容柵極驅動電路的功耗為cv2f，其中c 是電容，v是充電期間的電壓變化，f是開關頻率。如果電容或頻率太高，這個“開關損耗”就會過大，所以存在實際的上限。因此，電晶體尺寸的選擇是傳導期間將ids×vds損失降至最小與將開關損耗降至最小之間的一個折衷。在高輸出功率情況下，功耗和效率主要由傳導損耗決定，而在低輸出功率情況下，功耗主要由開關損耗決定。功率電晶體製造商試圖將其器件的ron×cg減至最小以減少開關套用中的總功耗，從而提供開關頻率選擇上的靈活性。
輸出級保護
輸出級必須加以保護以免受許多潛在危險條件的危害：
過熱：儘管d類放大器輸出級功耗低於線性放大器，但如果放大器長時間提供非常高的功率，仍會達到危害輸出電晶體的水平。為了防止過熱危險，需要溫度監視控制電路。在簡單的保護方案中，當通過一個片內感測器測量的溫度超過熱關斷安全閾值時，輸出級關斷，並且一直保持到冷卻下來。除了簡單的有關溫度是否已經超過關斷閾值的二進制指示以外，感測器還可提供其它的溫度信息。通過測量溫度，控制電路可逐漸減小音量水平，減少功耗並且很好地將溫度保持在限定值範圍內，而不是在熱關斷期間強制不發出聲音。
輸出電晶體過流：如果輸出級和揚聲器端正確連線，輸出電晶體呈低導通電阻狀態不會出現問題，但如果這些結點不注意與另一個結點或正、負電源短路，會產生巨大的電流。如果不經核查，這個電流會破壞電晶體或外圍電路。因此，需要電流檢測輸出電晶體保護電路。在簡單保護方案中，如果輸出電流超過安全閾值，輸出級關斷。在比較複雜的方案中，電流感測器輸出反饋到放大器中，試圖限制輸出電流到一個最大安全水平，同時允許放大器連續工作而無須關斷。在這個方案中，如果限流保護無效，最後的手段是強制關斷。有效的限流器還可在由於揚聲器共振出現暫時的大瞬態電流時保持放大器安全工作。
欠壓：大多數開關輸出級電路只有當正電源電壓足夠高時才能正常工作。如果電源電壓太低，出現欠壓情況，就會出現問題。這個問題通常通過欠壓封鎖電路來處理，只有當電源電壓大於欠壓封鎖閾值時才允許輸出級工作。
輸出電晶體導通時序：mh和ml輸出級電晶體（見圖6）具有非常低的導通電阻。因此，避免mh和ml同時導通的情況很重要，因為它會產生一個從vdd到vss的低電阻路徑通過電晶體，從而產生很大的衝擊電流。最好的情況是電晶體發熱並且消耗功率；最壞的情況是電晶體可能被毀壞。電晶體的先開後合控制通過在一個電晶體導通之前強制兩個電晶體都斷開以防止衝擊電流情況發生。兩個電晶體都斷開的時間間隔稱為非重疊時間或死區時間。
音質
在d類放大器中，要獲得好的總體音質必須解決幾個問題。
“咔嗒”聲：當放大器導通或斷開時發出的咔嗒聲非常討厭。但不幸的是，它們易於引入到d類放大器中，除非當放大器靜噪或非靜噪時特別注意調製器狀態、輸出級時序和lc濾波器狀態。
信噪比（snr）：為了避免放大器本底噪聲產生的嘶嘶聲，對於攜帶型套用的低功率放大器，snr通常應當超過90 db，對於中等功率設計snr應當超過100 db，對於大功率設計應當超過110 db。這對於各种放大器是可以達到的，但在放大器設計期間必須跟蹤具體的噪聲源以保證達到滿意的總體snr。
失真機理：失真機理包括調製技術或調製器實現中的非線性，以及為了解決衝擊電流問題輸出級所採用的死區時間。
在d類調製器輸出脈寬中通常對包含音頻信號幅度的信息進行編碼。用於防止輸出級衝擊電流附加的死區時間會引入非線性時序誤差，它在揚聲器產生的失真與相對於理想脈衝寬度的時序誤差成正比。用於避免衝擊最短的死區時間對於將失真減至最小經常是最有利的。
其它失真源包括：輸出脈衝上升時間和下降時間的不匹配，輸出電晶體柵極驅動電路時序特性的不匹配，以及lc低通濾波器元器件的非線性。
電源抑制(psr)：在圖2所示的電路中，電源噪聲幾乎直接耦合到輸出揚聲器，具有很小的抑制作用。發生這種情況是因為輸出級電晶體通過一個非常低的電阻將電源連線到低通濾波器。濾波器抑制高頻噪聲，但所有音頻頻率都會通過，包括音頻噪聲。如果不解決失真問題和電源問題，就很難達到psr優於10 db，或總諧波失真（thd）優於0.1%。甚至更壞的情況，thd趨向於有害音質的高階失真。
幸運的是，有一些好的解決方案來解決這些問題。使用具有高環路增益的反饋（正如在許多線性放大器設計中所採用的）幫助很大。lc濾波器輸入的反饋會大大提高psr並且衰減所有非lc濾波器失真源。lc濾波器非線性可通過在反饋環路中包括的揚聲器進行衰減。在精心設計的閉環d類放大器中，可以達到psr >； 60 db和thd <； 0.01%的高保真音質。
但反饋使得放大器的設計變得複雜，因為必須滿足環路的穩定性（對於高階設計是一種很複雜的考慮）。連續時間模擬反饋對於捕獲有關脈衝時序誤差的重要信息也是必需的，因此控制環路必須包括模擬電路以處理反饋信號。在積體電路放大器實現中，這會增加管芯成本。
為了將ic成本減至最低，一些製造商喜歡不 使用或使用最少的模擬電路部分。有些產品用一個數字開環調製器和一個模數轉換器來檢測電源變化，並且調整調製器行為以進行補償，這可以參看深入閱讀資料3。這樣可以改善psr，但不會解決任何失真問題。其它的數字調製器試圖對預期的輸出級時序誤差進行預補償，或對非理想的調製器進行校正。這樣至少會處理一部分失真源，但不是全部。對於音質要求寬鬆的套用，可通過這些開環d類放大器進行處理，但對於最佳音質，有些形式的反饋似乎是必需的。
調製技術
d類放大器調製器可以有多種方法實現，擁有大量的相關研究和智慧財產權支持。
所有的d類放大器調製技術都將音頻信號的相關信息編碼到一串脈衝內。通常，脈衝寬度與音頻信號的幅度相聯繫，脈衝頻譜包括有用的音頻信號脈衝和無用的（但無法避免）的高頻成分。在所有方案中，總的綜合高頻功率大致相同，因為在時域內波形的總功率是相同的，並且根據parseval定理，時域功率必須等於頻域功率。但是，能量分布變化很大：在有些方案中，低噪聲本底之上有高能量音調，而在其它方案中，能量經過整形消除了高能量音調，但噪聲本底較高。
最常用的調製技術是脈寬調製（pwm）。從原理上講，pwm是將輸入音頻信號與以固定載波頻率工作的三角波或斜波進行比較。這在載波頻率條件下產生一串脈衝。在每個載波周期內，pwm脈衝的占空比正比於音頻信號的幅度。在圖7的例子中，音頻輸入和三角波都以0 v為中心，所以對於零輸入，輸出脈衝的占空比為50%。對於大的正輸入，占空比接近100%，對於大的負輸入，占空比接近0%。如果音頻幅度超過三角波的幅度，就會發生全調製，這時脈衝串停止開關，占空比在具體周期內為0%或100%。
pwm之所以具有吸引力是因為它在幾百千赫pwm載波頻率條件下（足夠低以限制輸出級開關損失）允許100 db或更好的音頻帶snr。許多pwm調製器在達到幾乎100%調製情況下也是穩定的，從原理上允許高輸出功率，達到過載點。但是，pwm存在幾個問題：首先，pwm過程在許多實現中會增加固有的失真；其次，pwm載波頻率的諧振在調幅（am）無線電波段內會產生emi；最後，pwm脈寬在全調製附近非常小。這在大多數開關輸出級柵極驅動電路中會引起問題，因為它們的驅動能力受到限制，不能以重新產生幾納秒（ns）短脈寬所需要的極快速度適當開關。因此，在基於pwm的放大器中經常達不到全調製，可達到的最大輸出功率要小於理論上的最大值，即只考慮電源電壓、電晶體導通電阻和揚聲器阻抗的情況。
一種替代pwm的方案是脈衝密度調製（pdm），它在給定時間視窗（脈衝寬度）的脈衝數正比於輸入音頻信號的平均值。其單個的脈寬不像pwm那樣是任意的，而是調製器時鐘周期的“量化”倍數。1 bit Σ-Δ調製是pdm的一種形式。
Σ-Δ調製中的大量高頻能量分布在很寬的頻率範圍內，而不是像pwm那樣集中在載波頻率的倍頻處，因而Σ-Δ調製潛在的emi優勢要好於pwm。在pdm採樣時鐘頻率的鏡像頻率處，能量依然存在；但在3 mhz～6 mhz典型時鐘頻率範圍，鏡像頻率落在在音頻頻帶之外，並且被lc低通濾波器強烈衰減。
Σ-Δ調製的另一個優點是最小脈寬是一個採樣時鐘周期，即使是對於接近全調製的信號條件。這樣簡化了柵極驅動器設計並且允許按照理論上的全功率安全工作。儘管如此，1 bitΣ-Δ調製在d類放大器中不經常使用（參看深入閱讀資料4），因為傳統的1 bit調製器只能穩定到50%調製。還需要至少64倍過採樣以達到足夠的音頻帶snr，因此典型的輸出數據速率至少為1 mhz並且功率效率受到限制。
最近已經開發出自振盪放大器。這种放大器總是包括一個反饋環路，以環路特性決定調製器的開關頻率，代替外部提供的時鐘。高頻能量經常要比pwm 分布平坦。由於反饋的作用可以獲得優良的音質，但該環路是自振盪的，因此很難與任何其它開關電路同步，也很難連線到無須先將數位訊號轉換為模擬信號的數字音頻源。
全橋電路（見圖3）可使用“三態”調製以減少差分emi。在傳統的差分工作方式中，半橋a的輸出極性必須與半橋b的輸出極性相反。只存在兩種差分工作狀態：輸出a高，輸出b低；輸出a低，輸出b高。但是，還存在另外兩個共模狀態，即兩個半橋輸出的極性相同（都為高或都為低）。這兩個共模狀態之一可與差分狀態配合產生三態調製，lc濾波器的差分輸入可為正、零或負。零狀態可用於表示低功率水平，代替兩態方案中在正狀態和負狀態之間的開關。在零狀態期間，lc濾波器的差分動作非常小，雖然實際上增加了共模emi，但減少了差分emi。差分優勢只適用於低功率水平，因為正狀態和負狀態仍必須用於對揚聲器提供大功率。三態調製方案中變化的共模電壓電平對於閉環放大器是一個設計挑戰。
d類放大器輸出的高頻分量值得認真考慮。如果不正確理解和處理，這些分量會產生大量emi並且干擾其它設備的工作。
兩種emi需要考慮：輻射到空間的信號和通過揚聲器及電源線傳導的信號。d類放大器調製方案決定傳導emi和輻射emi分量的基線譜。但是，可以使用一些板級的設計方法減少d類放大器發射的emi，而不管其基線譜如何。
一條有用的原則是將承載高頻電流的環路面積減至最小，因為與emi相關的強度與環路面積及環路與其它電路的接近程度有關。例如，整個lc濾波器（包括揚聲器接線）的布局應儘可能地緊密，並且保持靠近放大器。電流驅動和返迴路印製線應當集中在一起以將環路面積減至最小（揚聲器使用雙絞線對接線很有幫助）。另一個要注意的地方是當輸出級電晶體柵極電容開關時會產生大的瞬態電荷。通常這個電荷來自儲能電容，從而形成一個包含兩個電容的電流環路。通過將環路面積減至最小可降低環路中瞬態的emi影響，意味著儲能電容應儘可能靠近電晶體對它充電。
有時，插入與放大器電源串聯的rf扼流線圈很有幫助。正確布置它們可將高頻瞬態電流限制在靠近放大器的本地環路內，而不會沿電源線長距離傳導。
如果柵極驅動非重疊時間非常長，揚聲器或lc濾波器的感應電流會正向偏置輸出級電晶體端的寄生二極體。當非重疊時間結束時，二極體偏置從正向變為反向。在二極體完全斷開之前，會出現大的反向恢復電流尖峰，從而產生麻煩的emi源。通過保持非重疊時間非常短（還建議將音頻失真減至最小）使emi減至最小。如果反向恢複方案仍不可接受，可使用肖特基（schottky）二極體與該電晶體的寄生二極體並聯，從而轉移電流並且防止寄生二極體一直導通。這很有幫助，因為schottky二極體的金屬半導體結本質上不受反向恢復效應的影響。
具有環形電感器磁芯的lc濾波器可將放大器電流導致的雜散現場輸電線影響減至最小。在成本和emi性能之間的一種好的折衷方法是通過禁止減小來自低成本鼓形磁芯的輻射，如果注意可保證這種禁止可接受地降低電感器線性和揚聲器音質。
lc濾波器設計
為了節省成本和pcb面積，大多數d類放大器的lc濾波器採用二階低通設計。圖3示出一個差分式二階lc濾波器。揚聲器用於減弱電路的固有諧振。儘管揚聲器阻抗有時近似於簡單的電阻，但實際阻抗比較複雜並且可能包括顯著的無功分量。要獲得最佳濾波器設計效果，設計工程師應當總是爭取使用精確的揚聲器模型。
常見的濾波器設計選擇目的是為了在所需要的最高音頻頻率條件下將濾波器回響下降減至最小， 以獲得最低頻寬。如果對於高達20 khz頻率，要求下降小於1 db，則要求典型的濾波器具有40 khz巴特沃斯（butterworth）回響（以達到最大平坦通帶）。對於常見的揚聲器阻抗以及標準的l值和c值，下表給出了標稱元器件值及其相應的近似butterworth回響：
電感L（μH） 電容C（μF） 揚聲器電阻（Ω） 頻寬-3-dB（kHz）
10 1.2 4 50
15 1 6 41
22 0.68 8 41
如果設計不包括揚聲器反饋，揚聲器thd會對lc濾波器元器件的線性度敏感。
電感器設計考慮因素：設計或選擇電感器的重要因素包括磁芯的額定電流和形狀，以及饒線電阻。
額定電流：選用磁芯的額定電流應當大於期望的放大器的最高電流。原因是如果電流超過額定電流閾值並且電流密度太高，許多電感器磁芯會發生磁性飽和，導致電感急劇減小，這是我們所不期望的。
通過在磁芯周圍饒線而形成電感器。如果饒線匝數很多，與總饒線長度相關的電阻很重要。由於該電阻串聯於半橋和揚聲器之間，因而會消耗一些輸出功率。如果電阻太高，應當使用較粗的饒線或選用要求饒線匝數較少的其它金屬材質的磁芯以提供需要的電感。
最後，不要忘記所使用的電感器的形狀也會影響emi，正如上面所提到的。
系統成本
在使用d類放大器的音頻系統中，有哪些重要因素影響其總體成本？ 我們怎樣才能將成本減至最低？
d類放大器的有源器件是開關輸出級和調製器。構成該電路的成本大致與模擬線性放大器相同。真正需要考慮的折衷是系統的其它元器件。
d類放大器的低功耗節省了散熱裝置的成本（以及pcb面積），例如，散熱片或風扇。d類積體電路放大器可採用比模擬線性放大器尺寸小和成本低的封裝。當驅動數字音頻源時，模擬線性放大器需要數模轉換器（dac）將音頻信號轉換為模擬信號。對於處理模擬輸入的d類放大器也需如此轉換，但對於數字輸入的d類放大器有效地集成了dac功能。
另一方面，d類放大器的主要成本缺點是lc濾波器。lc濾波器的元器件，尤其是電感器，占用pcb面積並且增加成本。在大功率放大器中，d類放大器的總體系統成本仍具有競爭力，因為在散熱裝置節省的大量成本可以抵消lc濾波器的成本。但是在低成本、低功耗套用中，電感器的成本很高。在極個別情況下，例如，用於蜂窩電話的低成本放大器，放大器ic的成本可能比lc濾波器的總成本還要低。即使是忽略成本方面的考慮，lc濾波器占用的pcb面積也是小型套用中的一個問題。
為了滿足這些考慮，有時會完全取消lc濾波器，以採用無濾波放大器設計。這樣可節省成本和pcb面積，雖然失去了低通濾波器的好處。如果沒有濾波器，emi和高頻功耗的增加將會不可接受，除非揚聲器採用電感式並且非常靠近放大器，電流環路面積最小，而且功率水平保持很低。儘管這種設計在攜帶型套用中經常採用，例如，蜂窩電話，但不適合大功率系統，例如，家庭音響。
另一種方法是將每個音頻通道所需要的lc濾波器元器件數減至最少。這可以通過使用單端半橋輸出級實現，它需要的電感器和電容器數量是差分全橋電路的一半。但如果半橋輸出級需要雙極性電源，那么與產生負電源相關的成本可能就會過高，除非負電源已經有一些其它目的，或放大器有足夠多的音頻通道，以分攤負電源成本。另外，半橋也可從單電源供電，但這樣會降低輸出功率並且經常需要使用一個大的隔直流電容器。
adi公司d類放大器
剛才討論的所有設計問題可以歸結到一個要求相當嚴格的項目。為了節省設計工程師的時間，adi公司提供各種d類放大器ic1，它們含有可程式增益放大器、調製器和功率輸出級。為了簡化評估，adi公司為每種類型的放大器提供了演示板。這些演示板的pcb布線和材料清單可以作為切實可行的參考設計，從而幫助客戶迅速設計經過驗證、經濟有效的音頻系統而無須為解決d類放大器主要設計問題做“重複性的工作”。
例如，可以考慮使用ad19902，ad19923，ad19944和ad199655雙放大器ic系列產品，它們適合要求兩個通道每通道輸出達到5，10，25和40 w的中等功率的立體聲或單聲道套用。下面是這些ic的一些特性：
ad1994 d類音頻功率放大器包含兩個可程式增益放大器、兩個Σ-Δ調製器和兩個功率輸出級以在家庭影院、汽車和pc音頻套用中驅動全h橋連線的負載。它產生的開關波形可驅動兩個25 w立體聲揚聲器，或一個50 w單聲道揚聲器，具有90%的效率。其單端輸入施加到一個增益可設定為0，6，12和18 db的可程式增益放大器（pga），以處理低電平信號。
ad1994具有集成保護以防止輸出級受到過熱、過流和衝擊電流的危害。由於其特殊的時序控制、軟啟動和dc失調校準，與靜音相關的咔嗒聲很微小。其主要性能指標包括0.001%thd，105 db動態範圍，大於60 db的psr，以及採用開關輸出級連續時間反饋和最佳化的輸出級柵極驅動器。其1 bit Σ-Δ調製器尤其為d類套用增強以達到500 khz平均數據頻率，對於90%調製具有高環路增益，以及全調製穩定性。獨立調製器方式允許驅動外部的大輸出功率場效應管（fet）。
ad1994對於pga、調製器和數字邏輯採用5 v電源，對於開關輸出級採用8 v～20 v高電壓電源。相關的參考設計滿足fcc b類emi標準要求。當以5 v和12 v電源驅動6Ω負載時，其靜態功耗為487 mw，在2×1 w輸出功率條件下功耗為710 mw，在待機方式下功耗為0.27mw。ad1994採用64引腳lfcsp封裝，工作溫度範圍為–40°c～+85°c。
