1背景介紹
在電力電子行業的發展過程中，半導體技術起到了決定性作用。其中，功率半導體器件一直被認為是電力電子設備的關鍵組成部分。隨著電力電子技術在工業、醫療、交通、消費等行業的廣泛套用，功率半導體器件直接影響著這些電力電子設備的成本和效率。自從二十世紀五十年代真空管被固態器件代替以來，以矽(Si)材料為主的功率半導體器件就一直扮演著重要的角色。功率雙極性電晶體及晶閘管的問世，大大減小的電力電子設備的體積重量，同時提高了變換效率。為了滿足更高工作頻率及更高功率等級的要求，IR(International Rectifier)公司研發出首款功率MOSFET，接下來的二十年，功率半導體器件進入一個蓬勃發展的時期，很多新型的功率器件，比如IGBT、GTO、IPM相繼問世，並且在相關領域內得到越來越廣泛的套用。功率矽器件的套用已經相當成熟，但隨著日益增長的行業需求，矽器件由於其本身物理特性的限制，已經開始不適用於一些高壓、高溫、高效率及高功率密度的套用場合。
半導體技術一直是推動電力電子行業發展的決定性力量。功率矽器件(silicon，Si)的套用已經相當成熟，但隨著日益增長的行業需求，矽器件由於其本身物理特性的限制，已經開始不適用於一些高壓、高溫、高效率及高功率密度的套用場合。
碳化矽(SiC)材料因其優越的物理特性，開始受到人們的關注和研究。自從碳化矽1824年被瑞典科學家Jöns Jacob Berzelius發現以來，直到二十世紀五十年代後半期，才真正被納入到固體器件的研究中來。 二十世紀九十年代以來，碳化矽技術得到了迅速發展。
20 世紀90 年代以來，碳化矽(silicon carbide，SiC)MOSFET 技術的迅速發展，引起人們對這種新一代功率器件的廣泛關注[2-4]。與Si 材料相比，碳化矽材料較高的熱導率決定了其高電流密度的特性，較高的禁頻寬度又決定了SiC 器件的高擊穿場強和高工作溫度[5-6]。尤其在SiC MOSFET 的開發與套用方面，與相同功率等級的Si MOSFET 相比，SiC MOSFET 導通電阻、開關損耗大幅降低，適用於更高的工作頻率，另由於其高溫工作特性，大大提高了高溫穩定性。但由於SiC MOSFET 的價格相當昂貴，限制了它的廣泛套用。
SiC材料與目前應該廣泛的Si材料相比，較高的熱導率決定了其高電流密度的特性，較高的禁頻寬度又決定了SiC器件的高擊穿場強和高工作溫度。其優點主要可以概括為以下幾點：
1) 高溫工作
SiC在物理特性上擁有高度穩定的晶體結構，其能頻寬度可達2.2eV至3.3eV，幾乎是Si材料的兩倍以上。因此，SiC所能承受的溫度更高，一般而言，SiC器件所能達到的最大工作溫度可到600 ºC。
2) 高阻斷電壓
與Si材料相比，SiC的擊穿場強是Si的十倍多，因此SiC器件的阻斷電壓比Si器件高很多。
3) 低損耗
一般而言，半導體器件的導通損耗與其擊穿場強成反比，故在相似的功率等級下，SiC器件的導通損耗比Si器件小很多。且SiC器件導通損耗對溫度的依存度很小，SiC器件的導通損耗 隨溫度的變化很小，這與傳統的Si器件也有很大差別。
4) 開關速度快
SiC的熱導係數幾乎是Si材料的2.5倍，飽和電子漂移率是Si的2倍，所以SiC器件能在更高的頻率下工作。
綜合以上優點，在相同的功率等級下，設備中功率器件的數量、散熱器的體積、濾波元件體積都能大大減小，同時效率也有大幅度的提升。
在SiC MOSFET的開發與套用方面，與相同功率等級的Si MOSFET相比，SiC MOSFET導通電阻、開關損耗大幅降低，適用於更高的工作頻率，另由於其高溫工作特性，大大提高了高溫穩定性。1200V功率等級下，各類功率器件的特性比較結果，參與比較的SiC MOSFET是GE12N15L。需要指出的是，這些功率器件都為TO-247封裝，且IPW90R120C3耐壓僅為900V，但它已是所能找到的相似功率等級下，特性較好的Si MOSFET。
2碳化矽(SiC) MOSFET 套用技術研究現狀
碳化矽(SiC)MOSFET 建模
雖然SiC MOSFET比傳統的Si MOSFET有很多優點，但其昂貴的價格卻限制了SiC MOSFET的廣泛套用。近年來隨著SiC技術的成熟，SiC MOSFET的價格已經有了顯著的下降，套用範圍也進一步擴展，在不久的將來必將成為新一代主流的低損耗功率器件。 在實際的工程套用及設計開發過程中，經常需要對SiC MOSFET的開關特性、靜態特性及功率損耗進行分析，以便對整個系統的效率做有效的評估。因此，有必要建立一個精確的SiC MOSFET模型作為工程套用中系統分析和效率評估的基礎。近年來，國內外研究人員對於SiC MOSFET的建模研究日漸深入，取得了較多的進展。其中部分文獻著重於SiC MOSFET物理特性的建模，但不適用於工程套用中的分析和評估。部分文獻採用了傳統Si MOSFET的建模思想，一篇維吉尼亞理工的碩士畢業論文，對1200V20A的SiC MOSFET進行建模，但該模型僅在分立的溫度點下設定分立的參數組，其他溫度點進行線性插值，模型隨溫度變化時的準確度不能保證。北卡羅來納州立大學的王軍博士提出了一種適用於10kV SiC MOSFET的變溫度參數建模方法，對SiC MOSFET的建模具有普遍的指導意義，已得到業界比較廣泛的認可和接受，Rohm公司也相繼推出了600V及1200V的SiC MOSFET。因此，建立一個適用於目前主流中低壓SiC MOSFET的模型就顯得尤為重要。
SiC MOSFET 的驅動電路
由於SiC MOSFET器件特性與傳統的Si MOSFET有較大差別，SiC MOSFET驅動電路也是一項研究的重點。相比於Si MOSFET，SiC MOSFET的寄生電容更小。以量產的CMF20120D 為例， 其輸 入 電 容僅 有1915 pF， 但 與 其功 率 等 級 相 同 的 Si MOSFET IXFB30N120P的輸入電容有22.5nF，兩者相差超過十倍。因此，SiC MOSFET對驅動電路的寄生參數更敏感。另一方面，目前量產的SiC MOSFET的驅動電壓範圍為 -5V~ +25V ，建議驅動電壓一般為-2V/+20V；而傳統的Si MOSFET的驅動電壓範圍為-30V~+30V，建議驅動電壓一般為0/+15V。因此，SiC MOSFET與傳統的Si MOSFET相比，安全閾值很小，驅動電路的一個電壓尖峰很可能就會擊穿GS之間的氧化層，這也是驅動電路需要精心設計的另一個原因。
量產的SiC MOSFET設計了專用的驅動晶片。另一家SiCMOSFET也提供了關於驅動的相關資料。CMF20120D技術手冊上提供的驅動電路，採用光耦隔離，驅動晶片採用IXDI414，-VEE與地之間需接入多個電容，以抵消線路感抗對驅動波形的影響。然而datasheet中並未給出+VCC和-VEE的電源解決方案，且IXDI414可提供14A的峰值電流，而實際套用過程中，驅動電路一般 很難從驅動晶片中抽取14A的電流，故這款驅動晶片並非很合適。
綜上所述，結合SiC MOSFET本身的特點及優勢，其驅動電路的設計應滿足以下要求：
1) 滿足SiC MOSFET高速開關的要求，使用驅動能力較強的驅動晶片。
2) 儘量減小驅動電路寄生電感的影響，在PCB布局時應加入適量的吸收電容。
3) 為保證SiC MOSFET的可靠關斷，避免噪聲干擾可能導致的誤開通，應採用負壓關斷。
雙有源橋(DAB)研究及套用
雙有源橋(DAB)作為大功率隔離雙向DC-DC變換器的一種，其拓撲最早由DeDoncker於1988年提出DAB主要套用於HEV中蓄電池側與高壓直流母線之間的雙向能量傳輸、航空電源系統及新能源系統中，與其他大功率隔離雙向DC-DC變換器相比，DAB的最大優勢是其功率密度大，且體積重量相對較小。DAB結構對稱，兩邊各由全橋結構的拓撲構成，可實現能量的雙向傳輸，且能實現兩側的電氣隔離。開關管應力較低，且沒有額外的濾波電感，僅通過變壓器的漏感作為能量傳輸單元，變換器可實現很高的功率密度。電流紋波不是很大，對輸入輸出側的濾波電容的要求不是很高。DAB在一定功率範圍內可以實現ZVS軟開關，這樣DAB的工作頻率就可以設定得較高，可進一步減小變壓器和濾波電容的體積，提高功率密度。
傳統的DAB一般採用移相控制，其中φ為移相角，變壓器原副邊匝比設為n。當功率從VL流向VH時，開關管Q1、Q4超前Q5、Q8；當功率從VH流向VL時，開關管Q5、Q8超前Q1、Q4。但傳統控制策略下的DAB有諸多問題，比如軟開關範圍窄、輕載時功率回流現象嚴重、電壓輸入範圍窄等。
功率回流
功率回流是指DAB在功率傳輸時，電感Ls上的電流和原邊側電壓存在相位相反的階段，導致功率流回電源中。
輸入電壓範圍
結合軟開關範圍和功率回流的分析，不難看出傳統移相控制DAB的又一個缺點：輸入電壓範圍窄。當DAB中變壓器原副邊匝數比n確定後，如果輸入電壓V1範圍變化較寬，則原副邊電壓d的變化範圍較寬，軟開關的範圍將受到嚴重限制，直接影響到變換器的效率。同樣的，當輸入電壓範圍變寬後，意味著移相角的變化範圍也必須相應變寬，較寬的電壓範圍必然會導致功率回流現象更嚴重。因此，為保證DAB能有較高的轉換效率，雙有源橋的輸入必須控制在較小範圍內。
針對傳統控制策略下 DAB 的諸多不足，從 2008 年起，國內外很多研究人員相繼提出了多種改進型的控制策略，對 DAB 的研究也進入了一個新的高度。改進型控制方法的主要思想是，不僅原副邊的開關管移相（即傳統控制方法，Q1、Q4及 Q5Q8有移相角 D2），而且同一側橋臂也設定移相角（Q1Q2Q3Q4存在移相 D1）。這些控制方式又能細分，有一側橋臂設定內移相角 D1，另一側橋臂仍用傳統的移相方法，不設定內移相角；或者原副邊都移相，均設定D1，但兩側的內移相角 D1可能不同。又根據 D1與 D2的大小關係，另結合 V1與 nV2的關係，有很多種不同的組合方式，從而有不一樣的模態。其最終的控制手段還是通過改變變壓器原副邊的電壓波形，從而改變加在 LS兩端的電壓，最終改變 LS的電流，達到不同的最佳化目的。
通過改變內移相角 D1，可以改變變壓器兩端電壓 V1或 V2的波形，V1與 V2 9 的不同（包括幅值大小及相位差），即可達到控制 LS電流的目的，從而對軟開關範圍、功率回流等問題有所改善。
有文獻較系統地介紹了以上一些不同的控制方法，推導了部分控制模式下的數學模型。該文獻主要針對的是 ZVS 範圍及電感電流有效值來提高效率。文獻中提出，對於兩連線埠的DAB，兩側橋臂都設定移相角 D1的控制方法優勢並不明顯。對於這種兩側都移相的控制方法在多連線埠的情況下還要做進一步分析。
有文獻針對功率回流的問題提出了改進的控制方法，該文獻採用的是兩側橋臂都移相的控制方法，不僅原副邊的 Q1Q2和 Q5Q6存在移相，同側橋臂的 Q1Q2和 Q3Q4也存在移相。這種控制方法的複雜之處在於，輸出功率是同時與 D1D2相關的，在同一個輸出功率下D1D2有很多種組合方式。如何通過 PI 調節獲得最最佳化的 D1D2組合是控制策略最佳化的關鍵。文獻中論述了在某些特性條件下，這種兩側移相的控制方法可以使功率回流為零，並論證了該特殊條件下可以實現全負載範圍的軟開關，動態特性較傳統移相控制方法更優。
