衝擊磁鐵
衝擊磁鐵為空芯電流板結構的磁鐵，用於改變電子束的軌跡以便注入和引出。為了有效的偏轉束流,要求衝擊磁鐵在很短的上升和下降時間內, 產生很高的具有一定平頂寬度的脈衝磁場。
衝擊磁鐵電源
概述
衝擊磁鐵電源採用集中布局4 衝擊磁鐵注入系統,以改善光源運行穩定性和提高光源性能指標。4塊鐵氧體衝擊磁鐵均安裝在約3 m 的注入長直線節上,獨立形成水平凸軌,實現了凸軌參數與儲存環聚焦結構參數(LA TT ICE)的相對獨立。4塊衝擊磁鐵使用兩台脈衝電源激勵(一台脈衝電源激勵兩塊並聯的衝擊磁鐵),降低了衝擊磁鐵之間的時間抖動,使得注入凸軌更符合注入要求。脈衝電源的電流波形為半個衰減正弦波, 作用於衝擊磁鐵以產生滿足多圈注入所需的凸軌磁場,把來自直線加速器的電子束注入到儲存環中積累, 再慢加速到800 M eV 運行。本文主要介紹該脈衝電源的設計方法,並給出了測試和運行情況。
技術指標
峰值電流(2～10) kA可調,步長1‰。電流波形:半個衰減正弦波, 底寬≤3. 5μs, 衰減係數α= (0. 28～0. 30)μs,角頻率ω≥0. 9 M rad /s, 重複頻率0.5 、1 、2 H z ,放電電流抖動≤5 ns(相對於外時序), 主充放電電容0. 66μF, 負載類型感性, 電感量約1μH ,電流穩定度≤0.1 %,連續工作時間8h。
工作原理
因負載呈感性, 故主電路用RLC衰減振盪電路,以得到半個(單方向)衰減正弦波脈衝電流。是放電主電路,C1為(0.66μF /50 kV)NW L 脈衝儲能電容, R2為阻尼電阻, L1為負載電感和放電迴路寄生電感之和, S1為閘流管,採用EEV公司的充氘閘流管CX1174 ,R1和V1是反向能量吸收電路,為C1提供反向能量的釋放通路,以降低反向電壓。若反向電壓過大, 對於C1和S1的使用壽命不利,通常C1的反向耐壓僅為正向耐壓的20 %,而S1的工作特性要求在陽極正向脈衝結束後的前25 μs 內最高反向電壓<10 kV, 最佳狀態為具有0. 5μs上升時間的約3 kV 的反向電壓。
在系統時序到來之前, C1已充上高壓, 當系統時序到來時S1觸發導通,C1對L1和R2放電而形成衰減振盪。因閘流管是一種單嚮導通器件,當振盪電流為零時被關斷,從而得到半個(單方向)衰減正弦波電流。CX1174 具有獨立的燈絲、氘發生器和兩個控制柵極, 可精確的控制放電點火時間, 具備極低的時間抖動,能夠滿足儲存環注入過程中對衝擊磁鐵脈衝磁場時間抖動的嚴格要求。
電源設計
原理
用集成移相調控晶閘管三相整流模組代替了自耦變壓器,實現輸入電壓的預調節,滿足電源在輸出大範圍內都有好的穩定度。相控模組的控制端可與PLC(可程式控制器)的12 位D /A 單元輸出直接連線,D /A單元輸出一個(0～10) V的直流信號至整流模組的控制端。因相控模組控制特性(即控制端的電壓信號與模組輸出電壓的關係)並不成線性關係,故由PLC軟體編程進行非線性校正, 使相控模組輸出的直流電壓與電源輸出電流的設定值成正比例線性關係,這樣可使得電源輸出電流在(2～10)kA 內調節時,高壓電源對儲能電容充電的台階個數基本相等(但相應的台階的幅值不相等), 充電的時間也基本相等, 從而保證輸出電流在大範圍內調節時的高精度。
高壓充電電源
C1為完全放電,類似於線型調製器人工線完全放電。因充電電壓高, 且C1最高單次儲能> 200J ,若採用常規LC 諧振充電法,將使得充電電源體積和重量很大且難以保證充電電壓大範圍調節精度。故採用高頻逆變諧振充電方法,在充電時間內多次(數千次)向C1充電,當輸入電壓一定時,C1充電電壓的增量相等稱等台階充電。這種充電法大大減小了充電電源的體積和重量,穩定度也可精確控制,充電的次數越多,則精度越高。圖4是充電電源的電路圖。採用了IGBT 為開關的半橋串聯諧振變換器,工作頻率10 kHz ,高壓變壓器T 的次級有兩個繞組,倍壓整流,這樣可大大降低T的匝比,減小分布參數,提高電源的效率和可靠性。C3～C6是倍壓電容,CL是脈衝儲能電容。
當系統時序給出放電觸發脈衝閘流管導通, CL放電。延時一段時間後,變換器以10 kH z固定頻率開始工作,在T次級得到高頻高壓脈衝, 再經倍壓整流電路給CL充電。當充電電壓U CL達到設定值時,控制電路中比較器翻轉, 使變換器停止工作,停止對CL充電。當下一次放電觸發脈衝到來又重複以上過程。需要指出的是,變換器的設計必須保證在放電觸發脈衝到來之前某一時刻, CL上的充電電壓就已到達設定值, 使在CL放電前某一時刻和放電期間以及閘流管恢復阻斷期間變換器停止工作。實際電路設計中, 還有一個禁止充電指令送給電源的控制電路, 即使因某種原因導致CL上充電電壓達不到設定值,也能保證此時變換器不工作。
閘流管觸發器
閘流管CX1174 有兩個控制柵極,根據其觸發特性,選擇1柵為直流正向偏置, 2柵為脈衝觸發。當2 柵為負偏置時,閘流管截止,為正脈衝時導通。觸發器主要技術指標:脈衝電壓1. 6 kV, 脈衝寬度0.5 μs ,脈衝前沿≤0.1 μs。陡峭的觸發脈衝前沿和低的前沿抖動是保證閘流管精確點火時間即保證輸出電流相對於外時序最小抖動的關鍵。設計原則:觸發器放電開關選用高速MOSFE T 器件,並使S1相對於系統時序的電路級數最少,以減少器件的固有延時;觸發器靠近S1, 使引線最短,並採用同軸電纜線;合理設計S1柵極低通濾波器的截止頻率;適當提高觸發電壓的幅度。
衝擊磁鐵脈衝發生器
概述
在同步加速器和電子儲存環中, 衝擊磁鐵用於改變電子束的軌跡以便注入和引出。為了有效的偏轉束流,要求衝擊磁鐵在很短的上升和下降時間內, 產生很高的具有一定平頂寬度的脈衝磁場。隨著加速器技術的進步, 要求脈寬更短(數百ns)、流強更高(幾kA)的電流脈衝來激勵衝擊磁鐵, 磁場的一致性和穩定性要求更加嚴格。要產生這樣的脈衝磁場,脈衝發生器技術是關鍵。目前國際加速器領域大多採用傳輸線型或簡化PFN(脈衝形成網路)型,放電開關為氫閘流管, 這種技術目前仍有不可替代的優勢,但是在一定的功率量級及脈寬條件下,以MOSFET 和IGBT 為代表的固態開關取代氫閘流管也開始得到套用, 現有的研究使用MOS-FET 作為開關也可以獲得很窄的脈衝波形,美國Liverm ore 國家實驗室DARH T-2的衝擊磁鐵脈衝發生器,輸出電壓20 kV、峰值電流40 A 、峰值功率0.8 MW ;文[8]報導了M OSFET調製器的實驗研究, 採用3個M OSFE T管並聯作開關,輸出電壓450 V, 脈衝電流40 A、峰值功率18kW。在很多場合,當脈衝峰值功率要求更大時,如數十M W ,需要很多M OSFET 管串、並聯,過多的開關數目將增加電路複雜性, 降低了M TBF(M eanTime Betw een Failure)。因此當上升速率要求不太高時(如數百ns),高壓大功率IGBT是一種更好的選擇。
強流脈衝發生器技術分析
合肥光源滿能量注入系統升級所需衝擊磁鐵設計參數分別為注入束流能量800 M eV ;偏轉角度6.895 mrad ;峰值磁感應強度0.096 T ;電感0.5 μH;峰值電流3100A;脈衝波形底寬800 ns～3.5μs。依據該設計參數對下面幾種脈衝發生技術的特點進行分析和電路仿真。
傳輸線型
傳輸線型脈衝發生器通過傳輸線放電產生類矩形波脈衝,它最接近於理想要求的注入脈衝磁場波形。產生脈衝磁場的基本電路。高壓直流電源向PFL(脈衝形成線)充電,在注入(引出)時序的控制下閘流管導通,PFL通過傳輸線對衝擊磁鐵和終端負載放電, 形成矩形脈衝。假設PFL 單元數為nc,單元電感L t,單元電容Ct,電路特性阻抗Z ,電路雜散電感Ls,則Z =Lt/Ct,脈衝寬度τ=2ZCtnc=2nc L tCt,上升時間tr=(Lm+Ls)/Z ,磁鐵峰值電流I =U/2Z。為了產生上升較快的脈衝,衝擊磁鐵要做成電感電容交錯排列的鏈形網路, 閘流管也要做成同軸結構,各部分的阻抗匹配要一致,否則會有不必要的反射波產生。傳輸線型電路結構接近於理想傳輸線,脈衝輸出基本沒有前沿的感性延遲,但雜散電感會影響上升時間。根據前述衝擊磁鐵的電感值, 磁鐵單元數選為10 ,每單元電感L t=50nH ,傳輸線特性阻抗Z =6.25 Ψ,單元電路電容應為Ct=1.28 nF。基於以上參數用PSpice 程式仿真了圖1 中的基本電路模型,分析了雜散電感的影響, 輸出波形見圖2。可見,脈衝波形上升時間很快,雜散電感影響較小, 但要使衝擊磁鐵峰值電流達到3 kA ,高壓電源電壓約要40 kV。因磁鐵要使用絕緣材料灌裝,工作電壓高以及殘餘氣泡的存在, 易產生打火現象, 機械、絕緣設計複雜, 且仍使用閘流管開關, 運行時需一定的維護工作量。
簡化PFN 型
很多情況下, 注入系統對脈衝波形的平頂並沒有嚴格的要求, 衝擊磁鐵可做成集中參數型, 使用較易實現的PFN 型脈衝發生系統。衝擊磁鐵不必有匹配電容,等效於一個純電感, R 為匹配電阻,PFN 充電後直接對負載放電,產生一定平頂的梯形波。如果偏轉單個束團, 使用半正弦波即可,PFN可以更簡化為一個電容。由儲能電容對一個純電感磁鐵放電產生半正弦波。衝擊磁鐵上升時間tr=(π/2)L mC ,磁鐵峰值電流I=U/Z。依據衝擊磁鐵設計參數,和傳輸線型衝擊磁鐵相比,同樣的阻抗值, 若R=0時, 簡易PFN型脈衝發生器需要的充電電源電壓減半約20 kV ,絕緣設計容易一些;但對雜散電感要求較高,由於電路是不匹配的,因此還可能產生逆弧現象。當R =0 時需要反向吸收迴路,同時電路脈衝尾部截止能力依賴於閘流管開關。為了減小分布電感,要求脈衝發生器和衝擊磁鐵距離很近, 使用空間上受到一定限制。
固態感應疊加型
以上兩種脈衝發生器都是用氫閘流管作為開關元件,隨著快速大功率半導體器件的發展, 在快脈衝、大電流和高電壓脈衝調製技術中使用固態開關是一個很好的替代方案。目前一個研究方向是感應疊加型脈衝發生技術, 如S LAC(S tanford Lin-ear Accelerator Center)為SPEA R Ⅲ設計的衝擊磁鐵調製器及LLNL (Law rence Livermore National Laboratory)開展的工作。採用多個功率單元組合, 每個單元採用IGBT開關在低壓(約2～3 kV)條件下驅動一個環形磁環,環形磁芯共用一匝次級線圈並組成同軸輸出結構, 輸出電壓是所有初級單元電壓的疊加, 輸出電流和單元電流相同。每個單元的IGBT 驅動器可以共地,絕緣設計比前兩種要容易一些。
和前兩種脈衝發生技術相比, 固態疊加型的最大優點是漏感小, 脈寬可調。設單元電路數為N, 初級單元電壓U c,雜散電感Ls,衝擊磁鐵電感Lm,折算到原邊的電感為L m/N ,電路阻抗Z ,則電路峰值電流I =U c/Z ,上升時間tr=k(L m/N +L s)/Z ,k 是由電路決定的比例係數。因為多個單元均分, 磁鐵電感對脈衝波形影響小;上升時間主要是由磁環本身漏感引起。對於合肥光源,根據表1中的衝擊磁鐵參數,可選單元數N=8, R=5Ψ, 衝擊磁鐵固有電感對每個單元電路的影響很小,每個單元電路的等效阻抗為0.625 Ψ。我們對固態感應疊加型脈衝發生技術進行了實驗,在單元等效負載阻抗為1Ψ,單元電路漏感0.6μH,電源電壓為2.3 kV情況下, 實驗得到的波形見圖8。脈衝電流達2.3 kA, 上升時間約700 ns。
衝擊磁鐵精密調整控制
概述
上海光源是第三代同步輻射光源, 於2009年4 月正式建成並投入試運行。上海光源儲存環注入系統由對稱排布的4 塊衝擊磁鐵和2 塊切割磁鐵組成。切割磁鐵改變從增強器引出的電子束的飛行方向, 使注入束流能高效地注入設計軌道。4 塊衝擊磁鐵參數相同,凸軌儲存束流,使其儘量靠近注入束流,並與注入束流平行, 從而保證電子束在儲存環的其他區段的參數不變,而又能補充電子束,保證儲存環的束流和同步輻射光的連續和穩定。為提高上海光源連續恆流運行的性能指標,要求4塊凸軌衝擊磁鐵的磁場特性嚴格匹配,使得電子束經過4塊衝擊磁鐵時感應到相同的磁場(包括相同的磁場波形、磁場幅度和磁場方向)。然而,由於電源性能、分布參數、安裝準直等等的差別存在, 衝擊磁鐵的凸軌作用總是不能完全不干擾儲存束流。實驗和經驗表明, 衝擊磁鐵的安裝方位的誤差也是產生擾動的重要因素之一,由於目前衝擊磁鐵調整裝置為停束期間的手工調整, 調整周期長,高精度調整難度大,主要還是不能直接觀察束流物理效果。因此,要設計研製可遙控的高精度調整平台,使得衝擊磁鐵能夠在調束時實時可調,從而得到最佳的磁鐵方位, 取得最佳的效果。
1.數學模式和推導
1.1衝擊磁鐵調整平台數學模型
將衝擊磁鐵的調整平台抽象為一個數學平面。支撐一個平面至少需要三個點,當平面上的三個支撐點處於不同的空間坐標時, 平面的空間方位隨之變化。在本文中, 由於平面的調整屬於微動(在m rad範圍內),所以我們將平面的一個支撐點A 固定起來,只變化其餘兩點BC 的縱向Y 軸坐標,即可滿足平台的調整所需。為了最大程度地提高平台的調整精度, 同時儘可能減少運動驅動器件。
1.2 平台調整的數學算法
設支撐點A 為零參考點,B 在參考平面上的初始坐標為B(x ,y ,z)。將平面的空間角度調整為(θx,θz),相應支撐點B和C的位移算法分析可分兩步走。
(1)將平面繞著X軸旋轉一定角度後,點B調整為B1 ;
(2)將平面繞著Z1軸旋轉一定角度後, 點B1 調整為B2。
1.3 MATLAB 模擬計算
由MA TLAB 計算可知,當平台調整角度為極限值10 m rad 時,點C 在Y(-5 .99945 mm)方向上的位移,遠大於在X(-0 .015 m m)和Z 方向上(-0 .045 mm)的改變;點B 也是同樣的情況。當忽略X 、Z 方向上的位移,步進電機只實現Y(0 .000/ -5 .999)mm 方向上的位移時, 可反推出實際調整角為:(-9.998, - 9 .998)m rad ,與目標值(-10 , -10)m rad 存有絕對誤差(2, 2)μrad, 但由於調整精度為10μrad, 且正常角度調整幅度值在100μrad左右,故上述誤差可忽略不計。
1. 支撐點位移與空間角度的關係
由於角度的調整量十分微小, 當θx=0,只調整θz時,B、C點的位移和θz之間成線性關係。同樣,當θz=0, 只調整θx時, B、C點的位移和θx之間成線性關係。當調整二維角度時, 支撐點位移量和兩角度的調整量也成線性關係。由 M AT LAB 模擬計算所得數據可知:隨著角度的增加,角度和位移之間的非線性有微弱體現, 引起一定的誤差,但誤差極小,可忽略。
2.裝置組成
整個控制裝置由上位機及軟體平台、乙太網、各模組組成的PLC 控制器、傾角儀感測器、驅動器、帶機械減速器和電磁製動的步進馬達、絲槓、機械運動平台等組成。
2.1 PLC 及FM353
選擇SIEM ENS 的模組化PLC 系統S7 -300。模組化、無排風扇結構和易於實現分布等特點,使其能滿足中等性能要求的套用。同時,高電磁兼容性和強抗振動、抗衝擊性, 使其具有很高的工業環境適應性。S7 -300 系列具有多種CPU 和豐富的功能模組,可以根據實際套用選擇合適的模組對PLC 進行擴展。FM 353 是S7-300 系列PLC 的功能模板。它可以用於從簡單點到點定位到對回響、精度和速度有極高要求的複雜運動模式的定位任務。在本方案中, FM353相當於控制器, 它把CPU 發出的指令轉化為內部指令,並將其傳送至步進電機驅動器, 驅動器將弱電控制信號轉換為強電驅動信號, 並用它來控制步進電機, 最終轉化為絲桿的實際進給量。
2.2 傾角儀感測器
通常的機械位移測量一般採用光柵尺作為感測器,但在本控制器中,由於光柵尺數據間接反饋空間角度的不直觀性,以及機械平台安裝空間條件所限,我們採用了一款測量二維角度的傾角儀感測器,測量後通過RS232接口直接向上位機傳輸角度數據, 同時,安裝十分簡便。傾角儀內部敏感器件為平衡伺服加速度感測器,當傾角儀與水平面成某一空間角度時, 重力加速度分別在二維靈敏軸方向上產生分量值,敏感器件可以測量到該分量值的變化,並以電壓信號的形式體現該變化。感測器內部處理器採集電壓信號後經過數學運算即可得到二維空間角度數據。傾角儀的解析度為±1″, 精度為±3″, 在-20～65°C溫度範圍的零點溫漂±10″,回響時間為1 s, 滿足本文課題控制的需求。
