HL-1M中性束注入器弧流電源的研製
中性束注入是實現熱核聚變反應電漿加熱的有效方法 。為跟蹤這一領域高科技的發展，引進了一 台中性束注入 器，用於HL-1M裝置電漿的輔助加熱。該注入器是單離子源兆瓦級大功率脈衝注入器，最大輸出功率為35kV 、60A 、200ms。因沒有引進注入器電源，故研製了7套電源和控制系統，所述的弧流電源就是其中的一套。
弧流電源的設計要求
為使離子源的引出 系統處於最佳引出狀態，應使弧放電電漿密度ne隨引出 電壓 V的2/3次方變化。此時，引出束流與 n成正比， n近似與弧流成正比，因此大功率注入器需要大功率的弧流電源，同時要引出穩定的束流，還必須有穩定的弧流。為滿足電極引出和實驗的要求，弧流電源的輸出功率應能在較大的範圍內調節。
弧流電源是一個非線性負載，易受工作氣體壓強、外磁場、弧壓和陰極狀態等因素的影響，而使弧流變得不穩定。對高達幾千安的大功率脈衝弧流，實現閉環穩流是很難的。國外一般採用多燈絲獨立供電，這樣每根燈絲都有一個獨立的弧流電源，可使弧流減小，而便於穩流和調節。
強流脈衝離子源要求大功率直流脈衝穩流電源的輸出電壓連續、可調，且具有紋波小、內阻高、故障時能快速分斷的功能。
交流晶閘管閉環穩流系統
Tn採用6隻反並聯晶閘管三相交流調壓電路。移相觸發器是將KJZ6晶閘管三相全橋控制板的KJ041晶片拔掉，用330Ψ電阻把對應腳短接，再將KJ041的腳7與KJ042的腳8相連後引到印刷板的控制端18，用作反並聯三相交流晶閘管調壓控制板，稱為KJZ6M。這樣腳18的功能與原KJZ6相反，即低電平封鎖，高電平輸出移相脈衝。
在工作脈衝輸出前，先調電位器RP1進行電流預置，此時因電晶體VT飽和導通，KJZ6M的腳8為低電平，無移相脈衝輸出。當程控脈衝發出時，光耦VB1導通或非門IC的 腳10變低電平，VT止，KJZ6M的腳18變高電平，有移相脈衝輸出，此時T導通，輸出直流電壓，其值為對應的預置電流所需的電壓。
GTO 直流快速開關
為滿足弧流脈衝快速分斷的要求，選用由GTO元件、吸收電路和門極驅動器組成的直流開關，其中GTO元件的斷態重複峰值電壓 V =4500V，通態可關斷電流 I =2500A，並與吸收元件組裝在一起，串聯在直流側主迴路中。
邏輯電路的功能是將驅動器的工作狀態與給定條件做比較，進行監視，在驅動器工作狀態異常時發出關斷脈衝。輸入信號採用紅外發光二極體VB，輸出電平0～5V，輸入電流大於5mA。它的檢測電路在檢出過流後30μs 發出分斷信號。
門控和控制保護電路
門控和控制保護電路由過流、過脈寬檢測電路、弧控制門和保護電路等組成。每次輸出弧脈衝時，先由PC 發出基準脈衝，通過光耦VB5送至控保電路，使系統復位(清零)。
當燈絲出現故障時，由燈絲的保護電路傳送故障信號，將PC發出的GTO開通脈衝禁止，關斷GTO。後兩種故障信號僅關斷GTO，不封鎖SCR。
調試中出現的問題及解決方法
(1)交流晶閘管閉環調整系統原設計有電流和電壓兩個反饋環。調試時發現互相矛盾，引起系統振盪。經分析表明此法可用於恆壓或恆流供電，但不適宜NBI變 化範圍很大的負載，故將電壓反饋取消。
(2)霍爾隔離電流感測器易損壞，特別是隔離50kVDC的TA3電流反饋感測器損壞了3次。損壞的原因大多是磁敏霍爾元件失效，估計是因電位突變引起的。後將霍爾片用錫箔小心包起來再整體用鐵殼禁止，基本上解決了這一問題。
(3)系統閉環時強烈振盪。用減小閉環系統的放大倍數和在適當部位並聯電容進行相位補償等措施消除了振盪 。
(4)與離子源在線上時，當弧流大於400A時， 弧電漿不穩定，發生振盪。經在主迴路中串接一隻2mH的電感 L4後， 弧流基本穩定。但卻使弧流的上升下降時間增大。
假負載調試和與注入器在線上的試驗結果
裝機前，用800V貯能電容器 組成直流電源進行GTO開關短路脈衝電流定額和開關速度測試 。
將GTO 開關組件串接在弧流電源的直流側主迴路前後，分別用電阻負載測試弧流電源的輸出脈衝。該弧流電源經假負載測試後與注入器在線上，做了離子源的放電試驗。
離子源放電時的波形。經驗證，該弧流電源達到了設計要求， 已用於H L -1M中性束注入器中。
EAST中性束注入器加速極電源設計
利用脈階調製技術，引入一種新穎的80個不可控直流電源模組串聯的解決方案；加速極電源的輸出電壓取決於投入的模組數，通過開關可調節輸出電壓在0% ～ 100%額定電壓範圍內階梯變化；與傳統的整流加串聯真空調整管方案相比較，該方案具有多方面的優點。
加速極電源設計
該電源由80個電容濾波型三相橋式不可控整流模組串聯組成，整流橋進線通過2台六相12脈波的移相變壓器與10kV母線相聯。移相變壓器對應相位的相角互差15°，每台變壓 器的低壓繞組由軸向分裂的兩組等容量、等電壓的繞組組成，一組為星形，另一組為三角形聯結，形成24脈波直流輸出，理想情況下輸出電壓只含24及其倍數次諧波。為避免由於高電壓、大電流快速導通和關斷時引起的強電磁場干擾，保證周圍電子設備和電源本身的正常工作，高壓傳輸線採用同軸結構，以儘可能的降低這種干擾。
由於系統雜散電容會儲存一定能量，當加速極打火擊穿時，這部分能量會耗散在加速極中。尤其是高壓傳輸線部分電容儲存的能量，在開關開斷後，這部分能量仍然會耗散在加速極中。為保護加速極，電源輸出端串聯一個緩衝器Snubber，用以吸收高壓傳輸線部分電容儲存的能量。
直流電源模組設計
加速極電源由80個相同的直流電源模組串聯而成，通過對一個直流電源模組的分析就能了解整個電源的特性。加速極可用一個阻性負載 R=14Ω代替。
如不串聯軟充電電阻，交流電源直接通過整流橋對電容C 充電，電容電壓會過充到約1800V。電容 C和放電電阻 RC 組成濾波電容區，為了合理選擇濾波電容參數，對電容濾波型三相橋式整流電路進行定性及定量分析，計算出輸出電壓的紋波及平均值。
直流側快速熔斷器Fuse 和可控矽SCR( Cro w bar )組成後備保護電路。在加速極打火擊穿時，如果開關拒動，由控制迴路發信號觸發導通SCR，將短路電流切換至SCR通道。這時有較大的短路電流流過可控矽和快速熔斷器，熔斷器快速熔斷，將負載切除。 在這個過程中，可控矽和熔斷器會完全損壞，由於開關拒動的可能性較小，這一不足之處還是可以接受的。
控制和保護
為實現快速調節，由DSP構建主控制系統，前饋和反饋調節被採用。前饋調節是任意取4個電源模組輸出電壓的平均值，根據設定的加速極電源電壓計算所需投入的模組數，得到近似的電壓輸出，再由反饋進行細調以滿足要求。
值得注意的是，前饋調節取的模組電壓是空載電壓，帶負載後電容向負載迅速放電，10ms內，模組輸出電壓從1200V下降至1100V，而加速極電源輸出電壓會從80kV降至約73kV。輸出電壓會有一個下降的動態過程 。有些文獻提出通過預先設定投入模組順序和數量的補償方法。 這裡，可通過反饋調節補償這一過程。
由DSP構建的快保護和PLC構建的慢保護組成了加速極電源的保護電路。 PLC實現邏輯控制、狀態監控及過壓欠壓等保護。加速極打火擊穿時，由總控來的保護信號直接驅動關斷所有IG-BT，實現快保護。
