束流位置處理器性能
概述
在同步輻射光源的注入器或自由電子雷射的高亮度注入器中，一般使用束流位置檢測器（BPM）進行束團位置的非攔截測量。由於檢測器感應到的束團信號極其短促，因此對其後端的信號獲取和處理系統要求很高。目前合肥光源（HLS）正在進行升級改造工程，儲存環的能量維持800MeV，注入器的能量將從200MeV提高到800MeV。合肥光源現有的200MeV直線加速器裝有兩個條帶束流位置檢測器，使用自製的基於對數比檢波模組的BPM信號處理系統。由於已有的注入器束流位置檢測器系統不能滿足升級改造後束流位置測量的分辨力和穩定性等需要，應為其配備全新的BPM系統。新的BPM系統將由17個條帶束流位置檢測器組成，可以滿足注入器軌道測量和校正的需求。在關鍵的BPM信號處理系統方面，我們選用由斯洛維尼亞的InstrumentationTechnologies公司生產的單次通過數字束流位置處理器LiberaBrilianceSinglePass來取代現有的系統，它具有穩定、分辨力高和擴展性好等優點。Libera是InstrumentationTechnoloies公司研製的一個具備空前擴展性和靈活性的數字束流位置處理器產品族，已在國內外各大加速器中取得了廣泛的運用。LiberaBrilianceSinlePass是集模擬信號處理、模數轉換、數位訊號處理為一體的單次通過數字束流位置處理器。它由單板計算機及XilinxVirtexProFPGA晶片組成核心處理母板，同時搭載了射頻前端及ADC子板，可以同時提供機器研究以及調試所需的各種數據和信號，還可以通過直接對FPGA及嵌入式系統的開發實現新的功能。這為整個合肥光源注入器束流位置測量系統的升級改造提供了極大的便利。本文對LiberaBrilianceSinlePass做了一系列性能測試，並將測量結果和現有BPM信號獲取系統的測量結果進行了對比。
實驗台測試
LiberaBrilianceSinglePass的實驗台測試由一台任意波形發生器產生兩路同步50Hz信號，一路送入脈衝波形發生器作為產生脈衝波的外部觸發信號另一路送入LiberaBrilianceSinglePass作為測量觸發信號。為了模擬不同流強下的束流信號，用一個可調衰減器來控制信號的大小。最後，脈衝信號通過四路功分器變成四路信號饋入LiberaBrilianceSinglePass的四個通道中模擬條帶BPM的四個電極的感應信號輸入。
脈衝波形發生器產生一個短脈衝以模擬束流信號。脈衝寬度為1．35ns，與升級後的注入器1ns束團寬度接近，脈衝信號的重複頻率為50Hz。由於升級後注入器束團在500MHz處有豐富的頻域信號，且考慮到採樣率的提高會導致成本的增加，因此合肥光源升級改造工程定製的LiberaBrilianceSinlePass採樣中心頻率為500MHz，採樣頻寬為10MHz。
輸入的脈衝信號先由LiberaBrilianceSinglePass的前端子板對其進行採樣、濾波，然後由數字處理母板對採樣後的數位訊號進行位置計算針對兩種不同的BPM電極安排LiberaBrilianceSinglePass有兩種不同的位置計算方法。實驗台測試採用正90°的計算方法，和升級後條帶BPM一致，條帶BPM的結構如圖2所示。對於此BPM，在忽略高次項情況下，條帶BPM水平和垂直方向位置的計算式為
條帶 BPM標定
由於 BPM 在加工過程中無法與理論設計完全一致，存在一定的誤差，所以需要在其安裝前進行離線標定。通過標定得到電中心與機械中心的誤差、物理位置與電位置的擬合公式等有用信息，以便實際線上測量時使用。為此，我們利用LiberaBrilianceSinglePass對已加工的短條帶BPM 進行了離線標定。標定系統由標定平台、信號源、天線、步進電移平台及其控制系統、數據採集系統以及PC 組成。標定的機理在於通過向穿過 BPM 的天線饋入高頻信號來模擬束流，通過固定天線移動 M 擬束流位置的變化。
實驗採用直徑0．7mm的銅絲模擬束流，使用精度為0．02mm的遊標卡尺進行物理定位，定位精度好於0．1mm。控制標定平台上的步進電機以步長0．5mm，在BPM機械中心周圍5mm範圍內進行遍歷，同步記錄LiberaBrilianceSinglePass測到的位置信號其結果在中心位置附近LiberaBrilianceSinlePass測得的束流電位置信號和物理位置具有良好的一致性。我們對測量數據進行擬合，得到物理位置與電位置值的擬合公式為
線上測試
目前合肥光源直線加速器的微脈衝頻率為2856MHz，宏脈衝寬度為1s，脈衝重複頻率為1Hz。目前直線加速器上裝有兩個條帶BPM，我們使用其中之一進行束流位置的線上測試。該條帶BPM的電極張角為60°，內半徑為19mm，通過以往的標定實驗得到的標定係數為K$9．46mm，K$10．08mm。現有的BPM信號獲取處理系統是合肥光源自行研製開發的對數比處理系統，工作頻率為2856MHz。現在我們改用Lib－eraBrilianceSinglePass在直線加速器對儲存環注入束流時進行線上測試一開始直接將BPM電極感應信號輸入LiberaBrilianceSinlePass進行測量，發現測得的水平方向位置抖動在100m左右，垂直方向位置抖動在200m左右，遠遠差於離線測試分辨力，且差於自行研製的對數比BPM數據處理系統的測量結果。通過研究發現由於目前直線加速器上安裝的條帶BPM是按照現在合肥光源直線加速器的束流情況進行設計的，BPM感應電壓的信號集中在2856MHz附近，經過LiberaBrilianceSinlePass內部的500MHz的濾波後，信號損失很大，信號幅度大幅衰減。
而在輸入信號幅度很小的情況下，LiberaBrilianceSinglePass的分辨力將大大變差為了更真實地測試LiberaBrilianceSinglePass的性能在條帶BPM和LiberaBrilianceSinglePass之間增加一個前端處理電路。我們在BPM電極信號輸入LiberaBrilianceSinlePass之前加上4個混頻器，本振頻率為2356MHz，這樣BPM感應到的電極信號先經過衰減器（因混頻器的輸入功率有限制）、混頻器由2856MHz下變頻到500MHz再經過濾波器輸入到LiberaBrilianceSinglePass進行處理利用改進後的測量系統測得的實時數據。根據測量數據算得水平方向位置變化的均方根值為26m，垂直方向位置變化的均方根值為19m。由於實測的位置抖動包括束流本身的位置抖動，所以LiberaBrilianceSinglePass的線上測量的水平和垂直分辨力應該分別好於26m和19m在2006年使用自行研製的對數比BPM數據處理系統測得的水平方向分辨力為58m，垂直方向分辨力為33m。由測量結果可知LiberaBrilianceSinglePass具有更好的性能
束流位置測量系統
概述
蘭州重離子加速器冷卻儲存環(HIRFL-CSR)由主環(CSRm)和實驗環(CSRe)組成,每個環有一套電子冷卻裝置。電子冷卻是通過以相同平均速度運動的離子束與強流電子束的庫侖碰撞將離子束的橫向振盪與縱向振盪能量轉移到電子束,從而降低儲存環中離子束橫向發射度和縱向動量散度、提高束流品質目的的方法。CSRm電子冷卻裝置能夠提供能量低於35keV、最大流強3A的準直性及單色性很好的電子束流,用於冷卻能量低於64MeV/u的重離子束。
CSRm電子冷卻裝置的冷卻作用使重離子束的橫向尺寸顯著縮小,為束流重複注入提供空間,從而實現重離子束流的累積。累積增益取決於電子冷卻過程的冷卻時間τ:其中,Qi和Ai為離子的電荷態和質量數,βi和γi為相對論因子,θi和θe為冷卻段內離子束和電子束相對於儲存環真空管道中心軸的張角,ηec為冷卻段長度和儲存環周長的比值,je為電子束密度。裝置冷卻段內離子束與電子束的相對位置決定了兩者之間的夾角,進而影響束流的冷卻時間。據此,在CS-Rm的電子冷卻裝置上建立了用於同時測量電子束和離子束位置的測量系統,測量各種校正線圈對電子束和離子束位置的影響,最佳化裝置運行中束流的相對位置,提高對重離子束的冷卻效率。
測量系統結構
在電子冷卻裝置冷卻段兩端各裝有一套圓筒形束流位置探針,每套探針由4個彼此絕緣、電學特性相同的圓筒形極板組成。極板由半徑100mm、長度8mm和壁厚1mm的圓筒形不鏽鋼材料沿對角面對稱切割而成,並按照相對於束流的上下左右關係對稱安裝在真空管道內。因為極板為圓筒形且沿對角面對稱切開,所以有較大的感應面積,感應靈敏度高,線性度好。當束團通過時,極板可等效為一電流源,探針極板上產生感應電荷,進而產生極板對地的電壓,該電壓受帶電粒子與極板之間距離的影響:包括前置放大器、數據採集卡以及電子束調製、離子束測量觸發、計算機(數據處理軟體)系統。前置放大器選用PET公司P/NAM-4A-000110-11030N型寬頻放大器,對探針極板感應的弱信號進行線性放大,之後送入60MS/s實時採樣率、12位垂直解析度的PXI-51058通道高精度數位化儀進行數據採集,通過軟體對數據進行傅立葉變換、頻譜信號強度分析獲得束流位置信息。
由於容式位置探針只能感應束團信息,故不能測量直流電子束在極板上的感應信號;而且冷卻過程中直螺線管冷卻段內電子束與離子束同時存在,電子束和離子束流強相差3個量級,使得電子束和離子束團感應在極板上的信號疊加,時域信號分析不能得出電子束與離子束團信息。為此,位置測量時需要對電子束進行頻率調製,通過傅立葉變換將探針極板上感應的時域信號轉換為頻域信號,頻譜中不同的頻率信號表示電子束、離子束團的不同感應信號。調製方法是在電子槍端對電子束髮射控制極電源進行頻率調製,調製頻率要求區別於離子束團的迴旋頻率,以便於後期分析頻譜信號。根據離子束團在CSRm迴旋頻率範圍為0.2—1.6MHz的條件,系統選擇由外部信號源提供的頻率為3MHz的正弦信號作為調製信號。頻譜分析時3MHz頻率信號為電子束感應信號,相應能量的離子迴旋頻率信號為離子束團感應信號。針對各極板上束流頻率信號強度,按照公式(3)和(4)獲得束流位置信息。為了防止電子槍端35kV高壓對調製信號的電磁干擾,外部調製信號轉換為光信號經光纖傳送至調製模組。
離子束測量觸發系統的觸發信號使用儲存環加速腔產生的迴旋頻率信號或者加速器事例觸發系統提供的事例觸發脈衝,觸發脈衝經光纖傳送至高精度數據採集卡觸發數據採集,以保證離子束團位置測量同步。
測量系統測試
由於位置探針已安裝於電子冷卻段真空管道內,系統不能進行實驗室離線測試,為了檢查測量系統的準確性,需要進行電子束校正線圈偏移能力的線上測試。校正線圈是沿電子束運動方向安裝在電子束真空管道四周的22組線圈,參數不同的線圈對電子束有不同的偏移能力。其中4組線圈(CX1,CX2,CY1,CY2)在電子槍區域對電子束進行偏移;6組線圈(CX3,CX4,CX5,CY3,CY4,CY5)在電子槍端彎曲螺線管區域對電子束進行偏移;2組線圈(CX6,CY6)在直螺線管冷卻段區域對電子束進行偏移;CX表示電子束水平方向的線圈,CY表示電子束垂直方向的線圈。
測量系統測量線圈在不同電流下電子束的位置,進而統計、擬合獲得相應線圈的實驗偏移能力。通過比較線圈理論偏移能力和實驗偏移能力的差別,判斷測量系統位置測量的準確性。圖4給出了電子束水平(a)和垂直方向(b)的線圈CX6和CY6在不同電流下電子束位置測量和偏移能力線性擬合結果。表1給出了部分校正線圈理論偏移能力、實驗偏移能力和它們的偏差量。結果表明,線圈理論偏移能力和實驗偏移能力差別小於0.5mm/A,即測量系統有較好的位置測量準確性。
束流位置線上測量
離子束在7—25—175MeV/u的加速過程中一個注入、累積、加速周期流強結構圖。首先離子在7.0MeV/u經過持續9.5s的注入冷卻累積至110μA;接著進行高頻捕獲(a點)、第一次加速,離子束能量提高到25MeV/u,流強達到180μA;然後進行第二次高頻捕獲(b點)、加速,12.5s時刻加速結束(c點),這時離子束能量提高到175MeV/u,流強達到400μA;最後束流儲存2s後慢引出。每個周期中離子束在高頻捕獲、加速過程中,離子束團迴旋頻率改變,探針極板上感應信號頻譜發生改變,位置信息可獲得。電子束感應信號在3MHz調製頻率有類似頻譜信號,電子束位置信息也可獲得。X表示水平方向,Y表示垂直方向。
可知,在電子冷卻裝置4m長的冷卻段內電子束與離子束存在夾角,水平方向電子束與離子束夾角為0.825mrad,垂直方向電子束與離子束夾角為1.025mrad,垂直方向離子束比電子束低大約11mm(如圖6所示)。由於電子束在冷卻段內的直徑為59mm,電子束能夠包裹離子束,這時電子束對離子束仍有高的冷卻效率。當然,通過電子冷卻裝置內的校正線圈以及儲存環內的校正磁鐵可分別對電子束和離子束進行位置調節,最終使得離子束與電子束相互平行且束流中心位置重合。
束流位置讀出系統
概述
束流位置信息是控制束流軌道的必要參數，它對環的閉軌校正等物理過程具有重要作用。中科院高能所為研究強流束的束流損失問題，在“973計畫”支持下建立了973－RFQ束流測量線整個束流測量線共有6個BPM。為了控制束流軌道，實時監測束流位置狀態，需要對此6個BPM製作一套束流位置讀出系統，將束流位置信息實時顯示。製作完成的系統將移植到中國散裂中子源(CSNS)的束流位置測量系統中。
公司的對數比處理模組，輸出束流水平、垂直方向的位置信號X、Y各6路，和信號的對數和(SUM)共3路，因此製作的束流位置讀出系統需要讀出此15路信號。X、Y和SUM信號都是脈寬為50～1200μs，重複頻率為1～125Hz，幅值動態範圍為±2V的脈衝信號。
BPM信號採集系統
1.系統布局
該系統用來採集X、Y、SUM信號到軟體資料庫中。CSNS工程的控制系統是基於EPICS(ExperimentalPhysicsandIndustrialControlSys-tem，實驗物理和工業控制系統)的，所以973－RFQ的BPM信號採集系統也採用EPICS作為軟體平台，便於移植。EPICS是用來開發基於網路的分散式控制系統的一組軟體工具，它的基本組成部分為OPI(操作員接口)層———採用UNIX、Linux等作業系統的工作站，運行各種EPICS工具;IOC(輸入輸出控制器)層———一般採用VME/VXI系統，包括機箱、處理器和各種I/O外掛程式;網路通訊模組層(通道訪問CA)———為IOCs和OPIs提供基於TCP/IP協定的CA訪問通信，它提供CAClient和任意數目的CAServ-er之間的透明通信。
OPI採用了BEPCII工程的bepc21工作站，在Solaris作業系統下已安裝EPICS3．13．8開發環境，已有MEDM/EDM/StripTool(顯示界面繪製工具)、ChannelArchiver(歷史數據存檔工具)等豐富的OPI工具。IOC層選用了VME系統，由VME64x機箱，Motorola公司的MVME5100機箱控制器，Hytec公司的A/D卡、載板、信號轉接板組成。實驗中採用PC機來遠程訪問EPICS伺服器和終端調試IOC。
2.硬體性能
選定各硬體產品的性能指標如下:MVME5100———主頻450MHz;記憶體512MB;運行VxWorks5．4作業系統。A/D卡———型號為Hytec公司的ADC8411U;採樣頻率1Hz～100kHz可選，實驗中選定100kHz;通道數16;解析度16位;量程±5V;採樣時間2μs，轉換時間8μs;IP(In-dustrialPackage)結構，需配合VME匯流排的載板使用。載板———型號為Hytec公司的VCB8002;VME64x標準;支持IP接口，可以同時搭載4塊IP板;需配合信號後轉接板使用。信號後轉接板———型號為Hytec公司的VTB8307;VME64x標準;有4個SCSI50路接口。信號連線線———DB15轉SCSI，一端是6個DB15口，一端是1個SCSI口。0.3IOC資料庫開發IOC層是EPICS控制系統中最重要的部分，其結構如圖2所示。其中，IOC資料庫是IOC層的核心，它的基本單位是記錄(Record)，每個數據通道對應一個記錄，這樣一個個的記錄就構成了模組化的IOC動態資料庫。在EPICS環境下，一個I/O設備的IOC實例開發包括兩部分內容:主機上IOC資料庫開發及交叉編譯和IOC資料庫下載到目標機運行。而IOC資料庫開發又包括Record(用戶應用程式)、RecordSupport、DeviceSupport以及DeviceDriver的開發。
本系統的A/D卡和載板的RecordSup-port、DeviceSupport以及DeviceDriver都由生產廠家提供。實驗中結合實際採集需求，在套用環境下對它們進行了刪減、編譯、調試，發現了A/D卡用戶手冊中2個缺少的內容和A/D卡驅動程式中2個bug，進行了修正及完善。整個IOC資料庫開發過程包括以下內容:
(1)運行A/D卡和載板驅動於套用環境下通過建立套用目錄，修改Makefiles檔案內容，使用gmake命令編譯，並下載套用到目標機，使A/D卡和載板的驅動程式能在實際套用環境下運行。調試中發現問題如下:AD卡對MVME5100來說有一個記憶體偏移量，在設定載板的下載參數時應將此參數設定上，否則MVME5100將讀不到A/D卡。A/D卡手冊上沒有寫明此內容，給的驅動程式中也沒有定義此參數。後經過跟廠商交流解決此問題，MVME5100讀到A/D卡。
(2)選定A/D卡工作模式並編寫應用程式選定的A/D卡有2種工作模式:暫存器模式，觸發模式。根據BPM位置信息是脈衝信號特點，選定觸發工作模式，其工作過程為:當A/D卡被觸發時，信號被A/D卡採集，經過ADC變換被儲存到A/D卡的FIFO記憶體中(每個通道有自己獨立的一個FIFO記憶體，一次最多可存儲256個位的樣本);當FIFO已滿時，就會產生一個中斷;之後FIFO保持不變直到它的值被完全讀取，才能進行下一次的觸發。根據A/D卡驅動內容編寫A/D卡數據讀出的應用程式，用15個waveform記錄實現對15個BPM位置信號的讀出，其記錄掃描方式選為中斷掃描。將應用程式下載到目標機運行，發現問題如下:只能讀取A/D卡1個通道採集到的數據，不能實現多通道讀取。通過跟廠商交流找出原因是由於A/D卡的固件程式中存在bug，返回廠商進行修改。修改後發現問題:讀不到A/D卡所有通道的數據;VME超級終端一直顯示FIFO已滿。通過閱讀A/D卡驅動程式找出原因是由於驅動程式中存在bug，沒有在中斷函式中使能waveform記錄開始讀取數據的標誌變數。通過修改驅動程式將此問題解決。
(3)制定A/D卡觸發方案由於採集的信號為窄脈衝信號，實驗中選定同步觸發方案進行A/D卡採集，這樣每次都能將脈寬段信號採集到數組前端，便於捨去後面的無效點。
輸入同步觸發信號給A/D卡後，發現問題如下:實驗中的A/D卡採用的是雙重使能觸發，先通過軟體啟動硬體，然後通過硬體輸入外觸發信號啟動採樣。廠商給的A/D卡用戶手冊中沒有寫明此內容，導致沒有進行軟體使能，輸入外觸發信號後，A/D卡不工作。通過閱讀驅動代碼，並與廠商進行交流後，編寫了ARM使能程式，並在EPICS終端輸入ARM使能命令，解決此問題。
3.測試結果
實驗中用信號源模擬出一個脈寬為500μs、周期為40ms的窄脈衝信號進行測試，並模擬出它的同步信號觸發A/D卡進行採樣。測試得到的數據如圖3所示。該信號採集系統實現了對窄脈衝信號的100kHz同步觸發採樣(500μs脈寬內50個採樣點)。對脈寬內數據求方差值，得到讀出系統解析度遠遠好於BPM全系統分辨的要求，符合設計要求。
信號處理
實驗中對A/D卡採集到的束流位置信號進行了數值平均濾波，濾除噪聲影響，具體算法:將脈寬段內數據去掉一個最大和一個最小值，對剩餘數據求平均。信號採集系統採集到的X、Y信號是電平信號，單位為V;而束流位置x、y是距離，單位為mm;要將X、Y通過一個轉換係數轉換成x、y。對於973－RFQ的束流而言，束流在真空管道中的一定範圍內，此係數是一個常數。實驗中採用100mV=1mm進行轉換。這兩部分內容通過添加在A/D卡的驅動程式中來實現。
束流位置顯示
該束流位置讀出系統採用了EPICS客戶端軟體EDM(擴展顯示管理器)來製作用戶界面。共製作了2種不同的顯示界面來展示束流位置信息，一種是沿時間軸將每個束團的位置信號繪製成波形動態顯示;另一種是在XY平面繪製束團的動態位置。用該束流位置讀出系統對973－RFQ調試階段的頻率為1Hz、脈寬為50μs的束流位置信號進行測量。由現場動態運行結果看出，973－RFQ中束流位置基本狀態，波動很小。
束流位置監測器
概述
電磁耦合型束流位置監測器(BPM)是粒子加速器中最為常見的束流診斷設備,對於電子或正電子加速器而言又以條帶電極型和鈕扣電極型探頭為主,其電極輸出信號中除包含束團位置信息外,還包含束團電荷量、束團長度等信息,因此如果配以合適的信號處理電子學及信息提取算法,應該可以從單一的BPM探頭中同時提取出束團位置、束團電荷量、束團長度等參數,並在此基礎上推導出束流損失、束流壽命、束團截面形狀因子等參數,實現單一探頭進行多參數束流診斷的目的。本文首先關注於束團電荷量(束流流強)信息的提取,以理論分析、數值仿真結合上海光源儲存環束流試驗的方法,對束流流強信息提取算法、該算法的適用條件、當前設備條件下可以達到的性能進行了研究。
光源儲存環束流位置測量系統
上海光源(SSRF)是我國近年建成的第三代同步輻射光源,由一個周長432m的3.5GeV電子儲存環、一個150MeV至3.5GeV的電子增強器、一個150MeV的電子直線加速器、若干同步輻射光束線和實驗站構成。其儲存環設計運行流強為300mA,束流壽命10h,束團長度14ps(1倍σ),彎鐵處束團截面尺寸小於百μm,束流中心位置穩定度要求達到μm量級。為實現上述運行目標,在儲存環中建立了一個閉軌測量精度達到亞微米量級的BPM系統,由沿環均布的140組四鈕扣電極探頭,分布在儲存環內技術走廊中的140套數字BPM電子學設備,以及在兩者之間傳送束流信號的信號傳輸網路構成。這一位置測量系統也可用於流強測量。
1.檢測電極布局及流強修正因子
上海光源儲存環中的束流真空室截面形狀為八邊形,檢測電極直徑為10mm,。採用有限元分析方法編寫計算軟體,計算得到第一象限內歸一化流強修正因子。kQ值以kQ(0,0)為基準進行了歸一化,探頭中心區域(R<2.5mm)內kQ值近似為1,故無等高線顯示。對kQ數據做進一步的定量分析可得出如下結論:半徑2.5mm範圍內流強標定係數變化小於0.1%。如果能確保測量過程中束流軌道保持在真空室幾何中心為圓心2.5mm半徑的範圍內,流強標定係數在0.1%精度下可看作常數;探頭的中心區域(R<2.5mm)內kQ的梯度較小,在電極附近區域kQ的梯度極大;沿x或y軸線方向kQ值隨R的增大而增大,沿真空盒對角方向(接近45°)kQ值隨R的增大而減小。
2.信號處理電子學
上海光源BPM系統的信號處理採用了三代光源普遍採用的斯洛維尼亞InstrumentationTechnologies公司最新一代的數字BPM處理器-Libera,該設備以高速AD(125MHz)和FPGA晶片為核心,基於帶通欠採樣、數字下變頻、數字濾波技術研製,對束流射頻信號直接進行採樣處理。在上海光源的套用中,其工作頻率選定為720倍迴旋頻率,設計值為499.654MHz,處理器可以在不同連線埠同時提供ADC原始數據(百MHz採樣率)、逐圈數據(MHz採樣率)、快反饋所需數據(10kHz採樣率)以及靜態閉軌數據(10Hz採樣率)。在初期的流強測量研究中我們將主要採用10Hz採樣率的數據。
將BPM信號處理器用於流強測量時,影響其性能的主要有如下幾個參數:ADC解析度、系統增益線性度、系統增益頻幅回響。Libera信號處理器的增益曲線可以採用射頻信號源仿真束流信號來進行測定,圖3所示為採用此方法得到的測量誤差相對於束流流強的曲線,流強標定係數在200mA點標定得到,從圖中可知測量誤差與待測流強的關係近似二次曲線,在100～300mA區間內因系統增益非線性引入的測量誤差約為1%(3mA/300mA),在180～220mA區間內因系統增益非線性引入的測量誤差約為0.2%(0.4mA/200mA)。因此如要採用此BPM處理器進行流強精確測量,則必須對全量程內的系統增益曲線進行精確標定,或是縮小測量區間以降低增益非線性的影響。
束流實驗
為評估BPM系統用於流強測量的性能,研究其優缺點並探索進一步發展的思路,在上海光源儲存環測試運行中進行了多次束流實驗研究,測定了每個BPM的流強標定係數,並分別對流強解析度、位置修正因子、頻幅回響特性進行了測試。
1.流強標定係數測定
因每組BPM探頭的信號傳輸電纜長度均不相同,而每個BPM信號處理器的增益係數也會略有差異,所以每組BPM探頭的流強標定係數需要帶束流進行線上測定。測定時同時記錄平均流強探頭(DCCT)數據和所有BPM探頭的和信號數據,以DCCT讀數作為基準即可計算得到各個BPM探頭的流強標定係數。從標定結果可知,不同BPM間流強標定係數差異較大,極大和極小間的比值可達1.56,差異的主要來源應是信號電纜長度不一致引入的插入損耗不一致。
2.平均流強解析度測試
在不同流強條件下分別測定各BPM的流強標定係數,採用BPM和DCCT分別對流強進行多次測量,計算測量均方差即可對流強測量解析度進行一個評估,分析圖中數據可得如下結論:DCCT探頭在不同流強時的解析度近似為常數(<2μA),主要限制為電子學噪聲;單個BPM探頭用於流強測量時,流強解析度在10mA以下優於DCCT,在10mA以上差於DCCT;對全環BPM(對於上海光源為140個)流強數據求平均可以進一步提高測量解析度,60mA以下優於DCCT,而60mA以上略差於DCCT。
3.位置修正因子測試
位置修正因子的測試通過控制束流軌道漂移,同時記錄BPM流強及DCCT流強數據的辦法來完成。實際測試中通過修改C12單元的第一個水平校正子電流值(0.8377～2A)來產生束流軌道變化,在此以C03單元的7個BPM探頭為例來分析測試結果。不同BPM處束流中心位置的漂移如圖7所示,圖中箭頭方向為束流位置漂移方向:C03BPM4處的束流位置漂移最大(達到3.5mm);因水平、垂直方向存在耦合,束流位置的漂移並不嚴格在水平方向;BPM3～BPM7處的束流位置漂移基本在同一直線上,而BPM1和BPM2處的束流位置漂移方向有較大差異。
實測位置修正因子取值與束流位置漂移值為單增關係,C03BPM4處的kQ取值最大;BPM3～BPM7的位置修正因子曲線基本一致,而BPM1和BPM2的曲線與此不同,這一現象與不同BPM處束流位置漂移方向的差異類似;束流位置漂移小於2.5mm時,對應的位置修正因子變化小於0.1%。以上實驗測試結果與數值仿真結果完全吻合。
4.頻幅回響曲線測試
儲存環在實際運行當中為了確保束流軌道的穩定,需要進行高頻(RF)頻率反饋,因此必須測定高頻頻率變化對BPM流強測量的影響。實際實驗中將高頻頻率從499.6725MHz逐步增大為499.6735MHz再降回原值,同時記錄DCCT流強數據和BPM流強數據,即可分析得到BPM系統用於流強測量時的頻幅回響曲線。
以C07單元第一個BPM為例,實測得到的流強變化曲線以及由此計算得到的頻幅回響關係分別如。從以上測試結果可知:當高頻頻率變化了1kHz時,流強標定係數(kQ(x,y)/Z(ω))變化了0.2%,因在此試驗過程中束流位置的變化很小(<0.3mm),kQ(x,y)基本不變,所以主要的貢獻來自於Z(ω)的變化,也就是電子學的頻幅回響,這一結果與圖4所示的桌面測試結果吻合;在較小的頻率變化範圍內,流強標定係數與高頻頻率的關係近似為線性關係,因此可以測定這一修正曲線對流強標定係數進行頻率因子補償,從而提高高頻頻率變化時的流強測量精度。
討論
理論分析及束流實驗的結果均證明,配以合適的信號處理電子學及信息提取算法,BPM探頭可以用於束流流強的測量,具有如下優點:信號處理為高頻(中心頻率約500MHz)窄帶(模擬頻寬約10MHz)處理,抗干擾能力強;相對測量精度由電子學有效解析度決定,弱流情況下解析度優於DCCT探頭,信號處理器電子學ADC位數提高后解析度還可以進一步提高;可用多個BPM測得的流強數據平均來提高測量精度,參與BPM數量越多,精度越高;數字BPM處理器可輸出不同頻寬的數據流,目前最高可提供逐圈(頻寬347kHz)流強數據,遠高於DCCT頻寬(典型值25kHz),有利於進行不同時間尺度的束流壽命評估。但此方法在現有技術條件下還具有如下局限:流強標定係數難以精確計算或是離線標定,必須通過束流實驗以其它流強探頭(如DCCT)來進行線上標定;流強標定係數與束流位置相關,精確測量時必須對位置因子進行補償,但在較低測量精度(0.1%)要求時BPM探頭中心區域內(R<2.5mm)的位置修正因子可看作常數;流強標定係數與高頻頻率有關,高頻頻率發生變化時需要進行頻率因子補償;現有信號處理器(Libera)在較大流強動態範圍內(100～450mA)的系統增益線性度不太理想,如想對流強進行精確測量,必須標定信號處理器的全量程增益曲線,而不是採用在單一流強點得到的標定係數。
