基本簡介
脈衝編碼調製在光纖通信系統中，光纖中傳輸的是二進制光脈衝“0”碼和“1”碼，它由二進制數位訊號對光源進行通斷調製而產生。而數位訊號是對連續變化的模擬信號進行抽樣、量化和編碼產生的，稱為PCM（pulsecodemodulation），即脈衝編碼調製。這種電的數位訊號稱為數字基帶信號，由PCM電端機產生。
現在的數字傳輸系統都是採用脈碼調製（PulseCodeModulation）體制。PCM最初並非傳輸計算機數據用的，而是使交換機之間有一條中繼線不是只傳送一條電話信號。PCM有兩個標準（表現形式）即E1和T1。
中國採用的是歐洲的E1標準。T1的速率是1.544Mbit/s，E1的速率是2.048Mbit/s。
脈衝編碼調製可以向用戶提供多種業務，既可以提供從2M到155M速率的數字數據專線業務，也可以提供話音、圖象傳送、遠程教學等其他業務。特別適用於對數據傳輸速率要求較高，需要更高頻寬的用戶使用。
發展歷史
Claude E. Shannon於1948年發表的“通信的數學理論”奠定了現代通信的基礎。同年貝爾實驗室的工程人員開發了PCM技術，雖然在當時是革命性的，但今天脈衝編碼調製被視為是一種非常單純的無損耗編碼
格式，音頻在固定間隔內進行採集並量化為頻帶值，其它採用這種編碼方法的套用包括電話和CD。PCM主要有三種方式：標準PCM、差分脈衝編碼調製(DPCM)和自適應DPCM。在標準PCM中，頻帶被量化為線性步長的頻帶，用於存儲絕對量值。在DPCM中存儲的是前後電流值之差，因而存儲量減少了約25%。自適應DPCM改變了DPCM的量化步長，在給定的信噪比(SNR)下可壓縮更多的信息。
脈衝編碼調製是20世紀70年代末發展起來的，記錄媒體之一的CD，80年代初由飛利浦和索尼公司共同推出。脈碼調製的音頻格式也被DVD-A所採用，它支持立體聲和5.1環繞聲，1999年由DVD討論會發布和推出的。 脈衝編碼調製的比特數，從14-bit發展到16-bit、18-bit、20-bit直到24-bit；採樣頻率從44.1kHz發展到192kHz。PCM脈碼調製這項技術可以改善和提高的方面則越來越來小。只是簡單的增加PCM脈碼調製比特率和採樣率，不能根本的改善它的根本問題。其原因是PCM的主要問題在於：
（1）任何脈衝編碼調製數字音頻系統需要在其輸入端設定急劇升降的濾波器，僅讓20Hz-22.05kHz的頻率通過（高端22.05kHz是由於CD44.1kHz的一半頻率而確定）。
（2）在錄音時採用多級或者串聯抽選的數字濾波器（減低採樣頻率），在重放時採用多級的內插的數字濾波器（提高採樣頻率），為了控制小信號在編碼時的失真，兩者又都需要加入重複定量噪聲。這樣就限制了PCM技術在音頻還原時的保真度。
為了全面改善脈衝編碼調製數字音頻技術，獲得更好的聲音質量，就需要有新的技術來替換。飛利浦和索尼公司再次聯手，共同推出一種稱為直接流數字編碼技術DSD的格式，其記錄媒體為超級音頻CD即SACD，支持立體聲和5.1環繞聲。DSD是PCM脈衝編碼調製的進化版。
工作原理
脈衝編碼調製脈衝編碼調製就是把一個時間連續，取值連續的模擬信號變換成時間離散，取值離散的數位訊號後在信道中傳輸。脈衝編碼調製就是對模擬信號先抽樣，再對樣值幅度量化，編碼的過程。
抽樣，就是對模擬信號進行周期性掃描，把時間上連續的信號變成時間上離散的信號。該模擬信號經過抽樣後還應當包含原信號中所有信息，也就是說能無失真的恢復原模擬信號。它的抽樣速率的下限是由抽樣定理確定的。抽樣速率採用8Kbit/s。
量化，就是把經過抽樣得到的瞬時值將其幅度離散，即用一組規定的電平，把瞬時抽樣值用最接近的電平值來表示。
一個模擬信號經過抽樣量化後，得到已量化的脈衝幅度調製信號，它僅為有限個數值。
編碼，就是用一組二進制碼組來表示每一個有固定電平的量化值。然而，實際上量化是在編碼過程中同時完成的，故編碼過程也稱為模/數變換，可記作A/D。
脈衝編碼調製話音信號先經防混疊低通濾波器，進行脈衝抽樣，變成8KHz重複頻率的抽樣信號（即離散的脈衝調幅PAM信號），然後將幅度連續的PAM信號用“四捨五入”辦法量化為有限個幅度取值的信號，再經編碼後轉換成二進制碼。對於電話，CCITT規定抽樣率為8KHz，每抽樣值編8位碼，即共有28=256個量化值，因而每話路PCM編碼後的標準數碼率是64kb/s。為解決均勻量化時小信號量化誤差大，音質差的問題，在實際中採用不均勻選取量化間隔的非線性量化方法，即量化特性在小信號時分層密，量化間隔小，而在大信號時分層疏，量化間隔大。
在實際中使用的是兩種對數形式的壓縮特性：A律和U律，A律編碼主要用於30/32路一次群系統，U律編碼主要用於24路一次群系統。A律PCM用於歐洲和中國，U律PCM用於北美和日本。
編碼
脈衝編碼調製編碼原理與規則：PCM數字接口是G.703標準，通過75Ω同軸電纜或120Ω雙絞線進行非對稱或對稱傳輸，傳輸碼型為含有定時關係的HDB3碼，接收端通過解碼可以恢復定時，實現時鐘同步。Fb為幀同步信號，C2為時鐘信號，速率為2.048Mbps，數據在時鐘下降沿有效，E1接口具有PCM幀結構，一個復幀包括16個幀，一個幀為125μs，分為32個時隙，其中偶幀的零時隙傳輸同步信息碼0011011，奇幀的零時隙傳輸對告碼，16時隙傳輸信令信息，其它各時隙傳輸數據，每個時隙傳輸8比特數據。
差分脈衝編碼調製(DPCM)
波形編碼器的一個重要分支稱為差分編碼器。這一類編碼器包括增量調製(DM)和差分脈衝編碼調製(DPCM)。差分編碼器的工作原理就是消除冗餘和減熵。消除冗餘是對輸入樣本與預測值之差進行量化，達到一定的幅值水平。因此，差分編碼器的兩個重要組成部分就是預測器和量化器。
DPCM的工作原理以時刻k-1的輸出值為基礎預測時刻 k的預測值。記為 ŝ (k|k-1)，從時刻k的輸入信號s(k)中減去預測值，得到預測誤差信號e(k)，量化預測誤差，然後對量化的預測誤差eq(k)進行編碼，傳送到接收端。eq(k)加上同樣編碼後的ŝ(k|k-1)就得到了輸入樣本重構值ŝ (k)。假定不存在信道誤差，接收端可準確完成重構。在傳送端和接收端，均能以時間k的重構值為基礎預測時刻k+1的預測值，然後重複以上的過程。
DPCM系統的主要成分是量化器、二進制編碼器/解碼器和預測器。
嵌入式差分脈衝編碼調製
在通信和計算機網路中，不論何時出現通信繁忙的情況，都允許網路減輕負載，這有時是一個優勢。如果允許在傳送數據時丟掉最不重要的位，而且信源也不用重新編碼，這樣就可以實現前面的構想，可是，並不是所有信源的數據表示都可以這樣做而不引起重構信源的較大誤差，實際上，大多數壓縮數據都不能這樣簡單地丟棄一個位，在這些情況下(Goodman1980)用嵌入編碼的壓縮方法來處理。
多脈衝線性預測編碼(MPLPC)
多脈衝線性預測編碼具有 LPC(線性預測編碼)和 ADPCM(自適應差分脈衝編碼調製)的預測編碼結構，它與這些系統的不同之處在於它是一個分析-綜合編碼器，並採用感知權重設定。 MPLPC試圖通過改進激勵模型提高LPC的性能，但是不希望像 ADPCM和其他一些波碼器那樣直接量化、傳送預測誤差。為達到這一點，MPLPC採用幾個脈衝作為一個語音幀的合成濾波器激勵。脈衝數量事先選好，但需要考慮複雜性和語音品質。一般看來，MPLPC需要防止提取脈衝間隔。對於16kbit/s以下的高品質語音，其激勵搜尋的複雜度是可以容忍的，需要一個間隔預測循環。
碼激勵線性預測編碼
碼激勵線性預測編碼(CELP)是在9.6kbit/s以下速率中廣泛套用的語音編碼。其目的是將多脈衝 LPC中使用的分析-綜合方法擴展到低比特率範圍。指導思想是用有限數量的存儲序列替代多脈衝激勵。這個序列為碼本。 CELP中的碼本編碼方法基於下面兩個事實。
（1） 用長時或短時預測清除語音信號的冗餘之後，剩餘信號序列相互獨立可用，具有相同機率分布的隨機變序列所精確模擬，這個序列稱為更新序列或激勵序列。
（2）為了編碼，可以找出有限數量的序列近似在語音片段中出現的重要激勵序列。這個激勵序列稱為碼本。
由於這兩個因素，先要找出給定塊的語音編碼最好的長時和短時預測器，用各種可能的激勵作用於它們，然後找出碼本中的序列，生成與輸入語音最相似的合成語音信號。長時和短時預測器信息和從碼本中選出的激勵序列的二進制數全都送入接收端進行合成。
Atal和 Schroeder(1984)首次成功地證明了碼激勵方法的有效性。
通常，在考慮頻譜的精細結構時，語音過程可由長時預測器建模。在考慮頻譜範圍和共振時可由短時預測器來給出基音。
在隨機編碼的研究中，級聯預測器的激勵是一個 Gaussian分布的白噪聲序列。為了用這個結構對語音編碼，每5～25ms就要用 LPC中的技術對長時和短時預測器編碼。隨機編碼或 CELP的目標是提高LPC品質，提供一種對基音提取不敏感並且不依賴於清/濁音分類的方法，這和 LPC有所不同。
在隨機碼本中，只需要較少碼字就可以產生良好的性能，Atal和 Schroeder的研究可以使1 024個碼錶示40個樣本，儘管1 024看起來很大，如果我們用一個獨立的二進制數表示這40個語音樣本中的每一個時，我們將有2=10種可能的序列。由此看來，1 024相對要小多了。甚至有些系統的碼本只有256個。
除了隨機碼本，研究者還研究了卷積碼，向量量化，置換碼和經驗設計碼本，這些在語音編碼中都可以套用，有些碼本對一些說話者的語音來說比其他碼本要好，當然，碼本中包含較多序列可以提高性能，也使複雜度和數據速率增加。
激勵碼本的脫機訓練可以提高合成語音的品質，這似乎是一個規律。然而，最近的研究可以使碼本中所有脈衝具有同樣的幅值水平，合成語音品質不受影響，如果找到一種方法能高效地搜尋激勵脈衝位置，那么編碼綜合分析搜尋就可以大大簡化。
E1標準
脈衝編碼調製E1是PCM其中一個標準（表現形式）。由PCM脈碼調製編碼中E1的時隙特徵可知，E1共分32個時隙TS0-TS31。每個時隙為64K，其中TS0為被幀同步碼，Si，Sa4，Sa5，Sa6，Sa7，A比特占用，若系統運用了CRC校驗，則Si比特位置改傳CRC校驗碼。TS16為信令時隙，當使用到信令(共路信令或隨路信令)時，該時隙用來傳輸信令，用戶不可用來傳輸數據。所以2M的PCM碼型有
1、PCM30：PCM30用戶可用時隙為30個，TS1-TS15，TS17-TS31。TS16傳送信令，無CRC校驗。
2、PCM31：PCM30用戶可用時隙為31個，S1-TS15，TS16-TS31。TS16不傳送信令，無CRC校驗。
3、PCM30C：PCM30用戶可用時隙為30個，TS1-TS15，TS17-TS31。TS16傳送信令，有CRC校驗。
4、PCM31C：PCM30用戶可用時隙為31個，TS1-TS15，TS16-TS31。TS16不傳送信令，有CRC校驗。
CE1，就是把2M的傳輸分成了30個64K的時隙，一般寫成N*64，
CE1----最多可有31個信道承載數據timeslots1----31timeslots0傳同步
在PCME1形式信道中，8bit組成一個時隙（TS），由32個時隙組成了一個幀（F），16個幀組成一個復幀（MF）。在一個幀中，TS0主要用於傳送幀。定位信號（FAS）：CRC-4（循環冗餘校驗）和對端告警指示，TS16主要傳送隨路信令（CAS）、復幀定位信號和復幀對端告警指示，TS1至TS15和TS17至TS31共30個時隙傳送話音或數據等信息。稱TS1至TS15和TS17至TS31為淨荷，TS0和TS16為開銷。如果採用帶外公共信道信令（CCS），TS16就失去了傳送信令的用途，該時隙也可用來傳送信息信號，這時幀結構的淨荷為TS1至TS31，開銷只有TS0。
PCME1形式接口
G703非平衡的75ohm，平衡的120ohm2種接口
使用PCME1形式有三種方法
1、將整個2M用作一條鏈路，如DDN2M；
2、將2M用作若干個64k及其組合，如128K，256K等，這就是CE1；
3、在用作語音交換機的數字中繼時，這也是E1最本來的用途，是把一條E1作為32個64K來用，但是時隙0和時隙15是用作signaling即信令的，所以一條E1可以傳30路話音。PRI就是其中的最常用的一種接入方式，標準叫PRA信令。用2611等的廣域網接口卡，經V.35-G.703轉換器接E1線。這樣的成本比E1卡低，DDN的2M速率線路是經HDSL線路拉至用戶側。E1可由傳輸設備出的光纖拉至用戶側的光端機提供E1服務。
PCME1形式使用注意事項
PCME1形式接口對接時，雙方的E1不能有信號丟失/幀失步/復幀失步/滑碼告警，但是雙方在E1接口參數上必須完全一致，因為個別特性參數的不一致，不會在指示燈或者告警台上有任何告警，但是會造成數據通道的不通/誤碼/滑碼/失步等情況。這些特性參數主要有；阻抗/幀結構/CRC4校驗
PCME1形式阻值有75ohm和120ohm兩種，PCME1形式幀結構有PCM31/PCM30/不成幀三種。
PCME1形式和PCME2形式區別
1、PCMT1形式是高速傳輸的另一種標準。一條PCMT1形式可以同時有多個並發信道，每個信道都是一個獨立的連線。在美國的標準PCMT1形式服務提供24個信道，每個信道的速率是56K。PCMT1形式服務與其相應的設備ISDN和普通電話相比都更加昂貴。而PCME2形式相對費卻較少。
2、PCMT1形式通常用於需要在遠程站點間進高頻寬高速率傳輸的大型組織。64K專用數據線（DDL）作為T1服務的一個變種或一個分支服務，也提供此類服務。而一條PCME1形式線，只要有ProxyServer提供的緩衝功能，在同等傳輸下，比PCMT1形式可以有效地節省頻寬。
3、PCMT1形式提供23個B信道和一個D信道，即23B+D.1.544Mbps；PCME1形式提供30個B信道和一個D信道，即30B+D.2.048Mbps
4、PCMT1形式表示具有高質量的通話和數據傳送界面，北美使用T1標準，能夠支持Max的24位用戶同時拔號，而歐洲使用E1標準，可以支持30位用戶，PCMT1形式僅是MAX的簡單接口。
