諧波獨立控制
概述
隨著電力電子等非線性負荷在工業和民用場合套用越來越廣泛，電網中電流波形畸變更加嚴重，電能質量問題越來越顯著。套用有源電力濾波器(active power filter，APF)被公認為治理電網諧波、改善電能質量的最有效手段。現階段APF 有兩個最重要的性能要求：
1）高補償精度，即要求補償後的網側電流總諧波畸變率和各次諧波含有率均達到GB/T 14549-93 規定的指標(或者企標的補償後的網側電流總諧波畸變率小於5%，進一步各次諧波畸變率均小於1%)；
2）裝置容量的靈活充分利用，如當補償容量超過裝置最大容量時進行分次輸出限幅或者只對指定次諧波進行補償。滿足上述性能要求的最有效方法是實現APF 諧波獨立控制，如圖1 所示，其本質是實現APF 功能：1）諧波補償頻次可選；2）各選擇次諧波補償程度可獨立設定(通常為0%~100%)；
3）各選擇次諧波無靜差補償。這3 方面功能不僅可使APF 對各次諧波的補償精度大大提高，同時可實現其對輸出容量最靈活和最充分地利用。提出一種基於多同步旋轉坐標系的指定次諧波電流控制方法，各指定次諧波控制對應各同步旋轉坐標系下PI 控制器，而且隨著指定頻次的增多，多控制器間容易產生耦合，參數難整定，計算量大。採用諧波集中檢測結合多比例諧振器(multi-proportional resonant，MPR)的分次電流環，雖然較計算量減少，但控制系統模型一致，本質仍一樣。提出採用諧波分次檢測結合採用單PI 控制器集中電流環，並在檢測環節中加入相位補償以抑制檢測環節和電流環固有時延對控制系統穩定性的影響，但其未解決採用單PI 控制器集中電流環跟蹤各選擇頻次諧波分量時存在的靜差問題。綜上，當前APF 諧波獨立控制實現的研究存在以下問題：諧波集中檢測和諧波分次檢測，僅後者能實現諧波獨立控制的功能1 和2；集中電流環和分次電流環，前者結構簡單實現容易，但僅後者可以實現諧波獨立控制的功能3，可是當電流環採用多個控制器時，控制系統複雜，隨著控制器數目增多，參數難以整定，容易出現控制系統穩定性問題，計算量大。因此同時實現諧波獨立控制的3 方面功能成為當前難點。
針對以上問題，從APF 諧波獨立控制實現的核心即諧波控制系統結構角度展開研究，將現有 APF 諧波控制策略分為4 類：1）諧波集中檢測結合集中電流環；2）諧波集中檢測結合分次電流環；3）諧波分次檢測結合集中電流環；4）諧波分次檢測結合分次電流環。多方面對比後，提出改進諧波分次檢測結合集中電流環的諧波控制系統結構，具體包含選擇次補償和全補償模式兩種運行模式下結構。該方法充分利用兩方面特性：1）集中電流環對輸入的各頻次分量增益固定且可得；2）諧波分次檢測得到的各頻次分量通過乘以校準增益後，其幅值和相位均可調節，從而通過諧波分次檢測後再分次校準集中電流環靜差，很好地實現了APF 諧波獨立控制的3 方面功能，同時由於採用集中電流環，控制系統簡單，參數易整定、不易出現穩定性問題。以多同步坐標繫結合採用單PI 控制器集中電流環為例，利用集中電流環頻域特性，定性和定量地分析集中電流環靜差，給出校準的具體方法。最後通過仿真和實驗，驗證本文所提出方法的可行性和優越性。
1 APF 諧波控制系統結構
1.1 簡介
APF 整機系統，由控制系統和功率系統兩部分組成，其中控制系統包括 3 部分：諧波控制系統、直流電壓外環和電網電壓鎖相環。諧波控制系統是 APF 控制系統核心，包括諧波檢測和電流環兩部分。從諧波控制系統結構角度進行對比分析，進一步提出了 APF 兩種運行模式下的改進諧波獨立控制系統結構。
1.2 傳統諧波控制系統結構
1.2.1 諧波集中檢測
結合集中電流環諧波集中檢測結合集中電流環的傳統諧波控制系統結構。其中諧波集中檢測是指利用負載電流直接減去檢測出的單頻次分量(通常為基波正序分量等不需要 APF 補償分量)得到總的全頻段諧波指令電流，單頻次分量檢測常用的方法 有 離 散 傅 里 葉 變 換 (discrete Fouriertransformation，DFT)、瞬時無功等；集中電流環是指電流環開環部分採用單控制器，如比例積分(Proportional Integral，PI)(靜止或者單同步坐標系下)或等效的單頻次比例諧振器等。該結構簡單易實現，但無法實現諧波獨立控制，即諧波補償頻次的可選和程度的可設定，對諧波電流各頻次分量的無靜差跟蹤。
1.2.2 諧波集中檢測結合分次電流環
諧波集中檢測結合分次電流環結構的電流環採用多個控制器即各頻次電流控制器，構成分次電流環。分次電流環控制器常為多比例諧振器或者多同步坐標系 PI，證明兩者具有等效性，均可實現電流環對指定次諧波分量的無靜差跟蹤，通過投入或者切出不同頻次電流控制器以實現諧波補償頻次的選擇。但是由於該結構採用諧波集中檢測，無法實現對指定次諧波補償的程度設定，也就不能完全實現諧波獨立控制功能，而且分次電流環控制器隨著選擇頻次的增多容易存在耦合，參數難整定，易出現穩定性問題。
1.2.3 諧波分次檢測結合集中電流環
這種諧波分次檢測結合集中電流環結構，採用諧波分次檢測得到各需要補償頻次分量，再經過程度係數和頻次選擇，實APF 諧波獨立控制功能 1 和 2；採用集中電流環，雖然避免了結構 2 中分次電流環的問題，但是存在對各指定頻次諧波分量的跟蹤靜差問題，即不能實現諧波獨立控制功能 3，而且隨著指定諧波頻次的增高，靜差會逐漸增大，大大降低 APF 的補償精度。
1.2.4 諧波分次檢測結合分次電流環
通過上面 3 種諧波控制系統結構，可很直接得到諧波分次檢測結合分次電流環結構，但是實際套用中很少採用該結構，因為其運算量過大且占用大量的 DSP 資源，影響系統的實時性，且存在結構2 中分次電流環的問題，本文不再贅述。對比分析以上幾種諧波控制系統結構，結構 1 雖然控制系統簡單，但諧波獨立控制3 方面功能均不能實現；結構 2 採用分次電流環實現了諧波獨立控制功能 1 和 3，但由於採用諧波電流集中檢測，不能實現諧波獨立控制功能 2，且存在採用分次電流環的問題，即電流環控制器複雜、參數難調、易出現穩定性問題，占用資源過大；結構 3 與 2 相反，採用諧波分次檢測實現諧波獨立控制功能 1 和 2，但採用集中電流環雖然結構簡單沒有分次電流環的問題，可是不能實現諧波獨立控制功能 3；結構 4 雖然可實現諧波獨立控制 3 方面功能，但這是以控制系統過複雜、運算量和占用資源過大為代價，不適於實際套用。
1.3 改進諧波分次檢測結合集中電流環
針對上述問題，在結構 3 基礎上，根據以下兩方面特性：1）集中電流環對輸入的各頻次分量增益固定，且可得；2）諧波分次檢測得到的各頻次分量通過乘以校準增益後，其幅值和相位均可調節，從而得到利用諧波分次檢測後再分次校準集中電流環靜差的改進諧波分次檢測結合集中電流環的 APF 諧波控制系統結構，實現了諧波補償頻次可選、程度可設定的同時，實現了選擇頻次諧波無靜差跟蹤補償，即本文提出的 APF 諧波獨立控制 3方面功能。改進結構包含兩種運行模式，即指定次諧波補償模式和全補償模式。指定次諧波補償模式，該模式下 APF 的諧波補償頻次可選，各選擇頻次諧波的補償程度可獨立設定，同時對各指定頻次諧波分量可無靜差跟蹤補償，這種模式適用於需要補償諧波頻次數量不多的情況。全補償模式，採用的方法是從負載電流中直接減去諧波分次檢測的指定頻次諧波分量，再加上校準集中電流環靜差後的各頻次諧波分量，即實現了諧波獨立控制 3 方面功能，又實現了諧波全頻段補償，這種模式適用於需要大範圍諧波頻次補償的情況。
2集中電流環靜差分析和校準
2.1 簡介
建立採用靜止坐標系PI 控制器的集中電流環模型，通過該模型頻域特性，定性和定量分析集中電流環靜差，並給出諧波分次檢測校準集中電流環靜差的方法。
2.2 集中電流環靜差分析
APF 通常採用數字控制器，為便於分析，本文在連續域下對數字控制系統進行建模和分析。採用靜止坐標系PI 控制器的集中電流環的連續域近似模型採用 ab坐標系下建模、複數形式表示。圖中： T 為採樣周期(亦即脈寬調製(pulsewidth modulation，PWM)開關周期或其一半)； L為併網電感； R 為電感的寄生電阻； K 和 K 分別為 PI 控制器的比例係數和積分係數； E為三相電網電壓複數矢量。由於採用了電網電壓前饋技術，同時電網電壓一般情況諧波含量很低，所以頻域分析在諧波頻次時無需考慮電網電壓 E 的擾動。另外，PWM 部分的計算延時和零階保持器(zero orderhold，ZOH)兩個模組，連續域下分別用兩個一階慣性環節近似表示。
分析集中電流環穩定性、動態性能和閉環頻域特性。關於集中電流環穩定性和動態性能方面，指出通過合理的調節PI 控制器參數可使集中電流環具有良好的穩定程度和動態性能，但從閉環頻域特性方面看，這種情況時集中電流環的頻寬不會很寬，一般不會超過其輸入指令電流頻段即APF 所需補償電流的頻段(通常為2~50 次)，則集中電流環對很多頻次諧波分量的增益(本質為複數，包括增益幅值和增益相角)偏離增益1，使得集中電流環輸出的指定頻次分量的幅值和相位較指令量出現較大偏差，即產生所謂的集中電流環靜差。
根據線性控制系統頻域特性可知，集中電流環對各頻次分量增益為系統固有參數，與輸入信號無關，因此集中電流環閉環傳遞函式對其閉環頻域特性作定性和定量分析。以保證集中電流環控制系統具有合適的穩定裕度和良好的動態性能為目標，對PI 控制器參數進行整定，取 K =3.2， K =8，利用Matlab 作出集中電流環閉環波德圖，如圖8 所示。由圖可知，在0 Hz 處，系統的閉環幅頻回響為1(0dB)，相頻回響為0°，說明PI 控制器可對直流量無靜差跟蹤，但隨著頻率的增加，會出現幅值衰減，相角滯後，集中電流環靜
3 仿真分析
為分析所提方法，搭建 Matlab-Simulink仿真模型。系統阻抗忽略不計。非線性負載為三相不控整流橋，集中電流環對各頻次諧波電流分量增益。首先分析單指定次諧波電流輸入集中電流環情況，集中電流環輸入單 7 次諧波指令電流時的 A 相指令電流、靜差校準前和校準後的輸出電流波形，可以看出，靜差校準前的輸出電流幅值略高於指令電流，相位滯後於指令電流，直接通過波形數據分析得到該輸出電流較指定電流相位滯後16.3º，幅值放大比例為 1.03，此結果和表 2 數據基本一致。按此數據進行集中電流環靜差校準後，可看出輸出電流幾乎和指定電流重合。再分析多指定次諧波電流輸入集中電流環情況，表 4 列出了 APF 補償 37 次以內諧波時，集中電流環靜差校準前後網側電流的各次諧波含有率，同時給出了負載側各次諧波含有率。通過網側電流各次諧波含有率對比可看出，採用本文所提集中電流環靜差校準方法，APF 對各頻次的諧波補償均達到了更好的效果。
4結論
本文提出的改進諧波分次檢測結合集中電流環的諧波控制系統結構，完全實現了 APF 諧波獨立控制的 3 個功能，控制系統結構簡單，參數易整定、不存在穩定性問題。仿真結果證明了原理的正確性，實驗結果驗證了指定次諧波補償和全補償兩種運行模式，裝置容量得到靈活運用，補償後的網側電流總諧波畸變率小於 5%，各次諧波含有率基本均小於 1%，完全達到 GB/T 14549-93 規定的諧波要求，具有很好的工業套用價值。
溫濕度獨立控制
概述
捲菸生產工藝需要高精度的溫濕度環境作為保障，而相應的空調系統都配有表冷、加熱（蒸汽）、加濕（蒸汽）等熱濕處理手段,以滿足全年各季節工況下環境溫濕度的精確調節。目前在捲菸生產過程中存在著工藝環境的精確控制而造成能源消耗高等問題，主要原因：一是能源供求矛盾和氣候變暖問題越來越引起關注，而工藝性空調系統具有換氣次數多、系統風量大、運行時間長、運行能耗及成本高等特點；二是捲菸工藝精細化的發展趨勢，對溫濕度控制提出了更高要求。因此，在保證合理的溫濕度工藝環境下，如何實現工藝與能耗平衡是動能供應部門研究的重要課題。傳統的空調節能控制策略主要是最大限度地利用新風冷源、變風量運行、冷霧加濕、空調與製冷系統在線上運行等技術，但上述技術都是針對空調系統的某項控制手段進行改進，未涉及空調機組功能段及熱濕處理模式的最佳化。近年來利用空調溫濕度獨立控制、乾式冷卻節能技術，提出了基於高低溫雙冷源單獨供應、分別作為降溫、除濕媒介的空調溫濕度調節方法，從而為空調系統的節能設計提供了一種新思路。為此，以南陽捲菸廠儲絲房為例，基於單冷源建立了一種空調系統溫濕度獨立控制方法，以解決傳統空調系統中存在的問題，提高空調機組的運行效率，降低能源消耗。
1問題分析
南陽捲菸廠儲絲房建築面積約1 725 m，層高約8 m，捲菸工藝生產要求保證恆溫恆濕環境。夏季：溫度（27±2）℃，相對濕度（65±3）%；冬季：溫度（25±2）℃，相對濕度（65±3）%，且在垂直方向不能發生明顯的溫度梯度，儲絲房內設計工況下換氣次數約為4.3 次/h。配套的空調機組設計風量為60 000 m³/h，配置有西門子S7-300PLC 自控系統，（37+22）kW 送迴風機變頻器及風閥、水汽閥電動執行器，通過多工況控制策略和PID 調節實現機組的自動控制，空調系統的運行能耗主要包括兩方面：一是機組運行電耗。由於機組採用變風量的變頻控制，因此該部分的節能空間不大；二是溫濕度調節過程中的冷熱源（冷水和蒸汽）消耗。由於機組工藝流程採用溫濕度聯調，同時對空氣進行降溫和除濕，其中除濕消耗的製冷量占整個空調系統製冷量的30%～50%。對於夏季除濕工況，冷水機組的出水溫度一般設定在7～12 ℃，空調系統對空氣進行表冷除濕後，還需經過再加熱過程才能使空氣達到送風狀態點，見圖2。由於儲絲房空間相對密閉，夏季冷負荷較小（生產熱量較小），這種冷熱抵消的現象較嚴重。另外，除濕需要的冷水溫度設定在7 ℃，降低了制冷機的工作效率。因此，本文中主要針對降低除濕部分能耗進行改進。
2設計方法
控制方案
為解決工藝性空調系統夏季工況存在冷熱抵消現象，空調系統通常採用二次迴風或溫濕度獨立控制方式進行節能調節，避免表冷除濕後發生再熱現象。但捲菸廠空調系統迴風含塵濃度較高，不宜將迴風直接引入表冷器出風側，無法實現二次迴風系統的節能功能。基於高低溫雙冷源的溫濕度獨立控制方式，主要由獨立的新風處理系統（7～12 ℃低溫冷源）排除室內余濕並改善室內空氣品質，由另一套獨立的空氣處理系統（15～18 ℃高溫冷源）排除室組、架設獨立的高溫冷媒供水管路，因此改造成本內餘熱並保障空氣潔淨度。理想的冷水溫度應高 費用高，設計施工複雜。為此，對設計方案進行了於室內空氣露點溫度，同時又能將空氣冷卻到所 改進：加裝一次表冷器，用於機組的除濕控制，原需送風狀態，從而實現乾工況冷卻處理過程。溫 表冷器作為二次表冷器，用於機組降溫控制。一、二次表冷器冷媒水串接在一起，通過調節閥，現使用的溫濕度獨立 制調節，利用一次表冷器在熱交換過程中冷媒水控制系統大多採用的是基於溶液熱回收技術和 的升溫，使二次表冷器的進水溫度升高3～5 ℃，高、低溫冷水機組的雙冷源除濕技術。如果儲絲 相當於使用兩種冷媒源的效果，從而實現單冷源房空調系統使用兩種冷源，需要另外購置冷水機 的溫濕度獨立控制。
3套用效果
測試結果
為評價溫濕度獨立控制消除再熱過程的節能效果，對該控制系統進行了測試。測試時間選擇在夏季除濕工況（2013 年5 月13—18 日）。不同工況下空調機組的運行模式由自控系統修改程式完成，並由自控系統採集和記錄表冷器、加熱閥的開度變化趨勢。監測和控制結果表明，儲絲房內所有監測點的溫度均在23.5～24.7 ℃範圍內（設定點為24 ℃），相對濕度均在51.2%～58.0%範圍內（設定點為54.5%），溫濕度控制精度均達到了工藝要求。其中，5 月13 和14 日分別對溫濕度獨立控制模式和聯合控制模式的運行情況進行了對比測試。
從主副表冷閥、加熱閥開度變化趨勢看：在聯合控制模式下，表冷閥開度維持在73.8%左右，加熱閥開度維持在37.6%左右，加熱盤管進出風焓差為4.5 kJ/kg；在溫濕度獨立控制模式下，主副表冷器的獨立控制發生了作用，一次表冷閥開度維持在26.5%，由於二次表冷器進水溫度升高，避免了除濕造成送風溫度過低，加熱閥處於關閉狀態，消除了再熱現象。
4結語
利用單冷源空調系統溫濕度獨立控制方法，對空調機組的熱濕控制功能段及控制方式進行改進，通過設定獨立除濕機，並制定一、二次表冷器、風閥的控制策略，改進了空調機組一次迴風系統及熱濕處理模式中存在的設計缺陷，有效解決了夏季溫濕聯合調節模式下冷熱抵消、能源浪費等問題，空調機組除濕能耗下降25.5%，提高了空調機組的運行效率。
電機懸浮子系統獨立控制
概述
無軸承電機是集驅動與自懸浮功能於一體的新型電機，與傳統的磁懸浮電機相比，由於其不需要配備占有相當軸向空間的徑向磁懸浮軸承，因而其體積和重量大為減少，而臨界轉速大幅度提高，可突破大功率和微型化套用領域的限制。同時，由於磁懸浮是以電機的旋轉磁場為偏置磁場，無需另再建立偏置磁場，因而磁懸浮功耗比降低，在飛輪貯能等領域套用極具優越性。該電機自20 世紀90年代提出以來，目前已逐步成為高速電機研究領域的熱點。無軸承電機的種類很多，其中結構簡單、易於弱磁、可靠性高的無軸承異步電機尤其受到廣泛的重視。由於無軸承電機的懸浮是定子上轉矩繞組和懸浮繞組相互作用的結果，實現電磁轉矩和懸浮力之間的解耦控制是無軸承電機運行的基本要求，也是該領域研究的難點。目前較為典型的基於轉矩繞組氣隙磁場定向控制算法需要在兩套繞組控制子系統之間傳遞轉矩繞組的氣隙磁鏈信息，而沒有實現真正相互獨立意義上的解耦控制。
該控制算法在超高速電機的控制實施過程中由於對控制器的運算速度及轉速感測器的回響頻率提出了過高的要求而缺乏實用性。另外氣隙磁場定向控制因其本身機理的制約存在著最大轉矩限制，影響到它在重載和大功率條件下的套用，同時其複雜解耦算法還缺乏套用上的靈活性。研究表明：轉矩繞組的氣隙磁場定向只是實現無軸承異步電機解耦控制的充分條件，而非必要條件。如果能線上辯識轉矩繞組的氣隙磁場的幅值和相位，實現無軸承異步電機轉矩繞組和磁懸浮控制繞組（即電磁轉矩和懸浮力）之間的獨立控制成為可能，這樣一來電機的轉矩繞組或採用普通的轉子磁場定向控制，即可以利用通用變頻器供電；或採用無速度感測器技術，即電機可以超高速運轉。無軸承電機的實用性將為此而大大增強。基於此，本文研製了一套獨立的懸浮繞組控制系統，與之相關的轉矩繞組氣隙磁場的幅值和相位採用電壓模型辯識獲得，而轉矩繞組本身採用普通的變頻器供電。實驗證明該懸浮繞組控制系統能滿足無軸承異步電機的實時控制要求，並具有良好的穩、動態性能。
無軸承異步電機基本機理
基本原理
在電機的定子中放入兩套具有不同極對數的繞組，轉矩繞組（極對數 p，電角頻率 w），懸浮控制繞組（極對數 p，電角頻率 w）。懸浮控制繞組的引入，打破了電機原旋轉磁場的平衡，使得作用在轉子上的磁張應力（即麥克思韋力）分布不均勻，磁通密度高的區域麥克思韋力大，反之較弱。當兩套繞組滿足 p= p±1、 w= w 條件時，電機中才能產生可控的懸浮力。無軸承異步電機（ p=1， p=2）兩個磁場的相互調製使得轉子左右側氣隙磁通密度不均勻，其結果產生的麥克思韋合力（即徑向懸浮力）指向 X 軸的正方向；兩個磁場的相互作用則產生了沿 Y軸正方向的懸浮力。通過轉子徑向位移的負反饋控制，可以控制轉軸上徑向力的大小和方向，從而實現轉軸的懸浮。
經典控制算法套用中的局限性
兩套繞組非獨立控制的局限性
由於懸浮繞組的控制對轉矩繞組氣隙磁鏈相位信息的準確度要求較高，文獻[8]中指出氣隙磁鏈相位誤差不能超過15º，否則將不能穩定懸浮。在超高速套用中如採用傳統算法,一般採用一套數字控制器控制一套繞組子系統，兩套繞組控制子系統之間的數據傳遞採用雙機通訊，而雙機通訊至少存在著一個控制周期的相位誤差，要想減少相位誤差，必須縮短控制周期，目前市場上的運算較快的電機專用控制數位訊號處理器如TMS320F2407A 或ADMC401 均難以滿足該電機超高速運轉要求。
就轉速感測器而言，由於相位精度的要求和考慮控制延時，要求轉子每轉一周感測器至少輸出48 個脈衝，如要求電機轉速高達60000r·min，則感測器的回響頻率則需高達48k 以上，普通光電碼盤能滿足這一要求但不適合高速運轉，其它通用的非接觸型感測器如電渦流感測器和霍爾感測器則難以滿足這一要求。
實驗分析
本文提出的懸浮子系統獨立控制算法在一台無軸承異步電機原理樣機上進行實驗分析。懸浮控制系統採用一片DSP（TMS320F2407A）實現其獨立控制，轉矩繞組採用另一片DSP 實現經典的 V/ f調速控制，兩片DSP 完全獨立運行，實驗中不需要轉速感測器信號。實驗樣機參數：額定功率 p =120W，額定轉速 n =3000 r/min，轉子重量 G =10N，轉動慣量 J=0.00034kg·m，電機氣隙長度 d=250mm，輔助機械軸承間隙值 d=200mm，轉矩繞組： p=1， R = 33.15W， R =24.51 W， L =1.31H， L =1.31H， L = 1.23H；控制繞組： p=2， L =0.009H。電機穩態轉速為50r/min和3000 r/min 時轉子沿 x、 y方向上徑向跳動位移、懸浮控制繞組的相電流。其中轉子徑向跳動穩態值小於40mm，速度較高時轉子徑向跳動穩態值小於30mm，電機實現平穩懸浮電機轉速從1500 r/min 突然加速到3000 r/min 的過渡特性，從上向下依次為 x、 y方向上徑向跳動位移 d 、 d 、轉速 n 過渡過程、轉矩繞組相電流 i、懸浮控制繞組的相電流 i。可以看出，轉速突變電磁轉矩必然隨之變化，但對徑向懸浮（位移）沒有明顯影響，可見懸浮控制子系統實現了獨立控制。
實驗過程中，電機從50 r/min 到6000 r/min 的範圍內均能實現動態懸浮，轉軸徑向跳動穩態值小於40mm。轉矩繞組分別採用 V/ f調速控制、轉子磁場定向控制或氣隙磁場定向控制時，懸浮子系統獨立控制性能均很穩定。
結論
實現無軸承異步電機的徑向力懸浮繞組和轉矩繞組的相互獨立控制是無軸承異步電機走向實用化和超高速運行的有效手段。本文採用電壓模型法辯識了電機轉矩繞組的氣隙磁鏈，並在此基礎上實現了懸浮繞組的獨立控制，從而使轉矩繞組採用普通的變頻器供電成為可行，提高了無軸承電機運行的可靠性。實驗結果表明本文提出的控制算法不僅能實現無軸承電機平穩的懸浮，而在轉矩繞組的控制上具有相當靈活性。
