公共信道同頻干擾控制技術
1.1N頻點技術
1．N頻點技術原理
TD-SCDMA系統採用的載波頻寬為1.6MHz。在實際組網中，由於容量的需求，有必要為一個基站的扇區配置多個載波。按照多個頻點相互之間的關係，多載波技術可以分為單頻點和N頻點（多頻點）兩種方式。
單頻點意味著一個頻點就是一個小區，每個頻點都有自己的公共信道。Uu接口對於無線資源的操作、配置都是針對一個載頻進行的。在Iub接口小區建立的過程中，一個Cell也是只配置了一個頻點。如果一個基站配置了多個載波，則每個載波被當作一個邏輯小區。在同一個扇區內，各載波作為邏輯小區地位是平等的，各自獨立地配置一套導頻信息和廣播信息，見圖1。
同頻干擾控制技術 圖1單頻點時隙配置圖
在實際組網中，隨著容量和載波的不斷增加，小區疊加的多載波組網方式存在小區搜尋困難、終端測量複雜、切換困難、系統效率低、干擾大等問題。為解決上述問題，靈活配置頻率資源和碼資源，面向同一扇區/小區配置多個載波，TD-SCDMA系統引入了N頻點小區技術，即每個小區配置多個載波。其中，承載P-CCPCH的載頻為主載波，不承載P-CCPCH的載頻為輔載波。一個N頻點小區可以配置一個主載波、N−1個輔載波。每個小區有且僅有一個主載波，主輔載波使用相同的擾碼和基本Midamble碼。同一UE所占用的上下行時隙配置在同一頻點上，主載波和輔載波的時隙轉換點建議配置相同，僅在主載波上傳送DwPTS和TS0信息，輔載波的TS0不使用。
N頻點小區幀結構如圖2所示。
同頻干擾控制技術 圖2N頻點小區時隙配置
N頻點小區的有以下技術特性。
（1）承載P-CCPCH的載波稱為主載波，不承載P-CCPCH的載波稱為輔載波。對支持N頻點的小區，有且只有一個主載波。
（2）主載波和輔載波使用相同的擾碼和Midamble碼。
（3）公共控制信道DwPCH、P-CCPCH、PICH、S-CCPCH、PRACH等規定配置在主載波上。對支持N頻點的小區，UpPCH、FPACH通常在主載波上進行傳送。UpPCH、FPACH在輔載波上可以有條件使用。
（4）輔載波的TS0不使用。
（5）主載波和輔載波的時隙轉換點配置相同。
（6）N頻點小區同一扇區的多個頻點採用一副收發天線，多個頻點的業務信道共享天線的發射功率，每個頻波可以分別限制最大發射功率。
2．N頻點技術的優勢
N頻點小區的技術優勢主要有以下幾點。
（1）降低公共信道干擾
（2）降低DwPTS干擾，加快小區搜尋
（3）簡化切換
（4）提高頻率和碼組復用係數
（5）降低系統擁塞率，提升系統效率
（6）提高系統容量
3．N頻點技術引入的問題
引入N頻點技術後，由於輔載波上沒有公共信道的廣播信息，N頻點技術給原來TD-SCDMA系統中的無線資源管理方面帶來了如下問題。
（1）資源分配：由於主載波才有廣播和公共信道，用戶只能從主載波發起呼叫，而系統可以在該小區的N個載波上進行接納嘗試。在資源分配中，除了時隙、擴頻碼等資源的分配之外，還要考慮頻率資源的分配，首先考慮選擇哪個頻點，然後再在這個頻點上選擇哪個時隙。
（2）功率控制：對於N頻點系統，開環功控在主載波上完成。當UE轉到輔載波上承載業務時，由於空中傳輸損耗會有頻率選擇性衰落問題以及各頻點的干擾不同，開環過程計算的發射功率可能會不準確。
1.2UpPCHShifting技術
1．系統干擾問題
TD-SCDMA系統採用時分雙工模式，不同基站之間保持同步。一個基站所發射的下行信息可能會因傳播時延的原因在另一個基站的上行接收時隙到達，遠處基站的TS0和DwPTS經過傳播延遲到達目標基站後，可能對目標基站的UpPTS甚至上行業務時隙產生干擾，從而導致移動終端上行同步的成功率降低，甚至無法進行，影響系統的正常工作，如圖3所示。
同頻干擾控制技術 圖3 TD-SCDMA干擾示意圖
下行同步導頻時隙DwPTS之後是保護間隔GP（75ms）和上行同步導頻時隙UpPTS。理論上相距22.5km以上的基站間可能出現一個基站的下行信號由於傳播時延的原因，對另一個遠端基站的上行接收造成干擾。產生干擾的傳播機制包括視距自由空間傳播、衍射傳播，還可能包括對流層散射、大氣波導效應等機制。
2．UpPCHShifting方案
為了解決這個干擾問題，TD-SCDMA標準提出了UpPCHShifting方案。UpPCHShifting方案將上行信道UpPCH靈活配置在無線子幀的不同上行時隙的不同位置。這個位置可由RNC根據基站對上行時隙的干擾進行測量而確立，UE接收RNC的命令後，在幀的合適位置傳送上行同步信道（UpPCH），以達到規避干擾的目的。
為了實現這一方案，對原標準做了相應的改進。
（1）修改物理層
物理層上行同步建立時UE傳送UpPCH，位置既可以和原來一樣位於UpPTS，也可以位於系統指定的其他上行接入位置，具體位置由高層RRC配置。
（2）修改RRC協定
①增加指配的UpPCH位置信息的參數nUpPCHShift，範圍可從0到127，步長為16chip。如：nUpPCHShift=22，指示UpPCH位於TS1突發第一個數據部分的末端；nUpPCHShift=76，指示UpPCH位於TS2突發第一個數據部分的末端。RRC協定利用SIB3/4中的相應的IE指示這個UpPCH位置，並在承載建立、切換指令等下行信令中添加UpPCH位置信息參數。
UE傳送UpPCH的開始時間TTXUpPCH給定為：
TTX-UpPCH=TRX-DwPCH-2Dtp+12×16Tc+nUpPCHShift×16Tc
結果表示為1/8碼片的整數倍，其中：
nUpPCHShift=0，…，127，由RRC協定指配；
TTX-UpPCH是相對UE時間的UpPCH發射開始時間；
TRX-DwPCH是相對UE時間的DwPTS時隙接收開始時間；
2Dtp是UE相對UpPTS開始時間的定時提前量。
與修改前相比，增加了nUpPCHShift×16Tc項，說明允許將UpPCH信道配置在UpPTS時隙、TS1、TS2以及TS3時隙的最前面部分（127×16Tc=2032Tc）。
②FPACH信道中參數“接收到的UpPCH開始位置”UpPCHpos由11bit修訂為13bit，表示UpPCH的接收起始位置，即表示範圍擴大為0碼片～8191×1/8碼片。UpPCH的接收起始位置為：
UpPCHpos=UpPCHRxpath–UpPCHTS
其中：
UpPCHRxpath為NodeB中用於上行同步過程的SYNC-UL的接收時間；
UpPCHTS為依照NodeB內部定時的UpPCH起始位置前128chip結束時間。
以NodeB內部定時的UpPCH起始位置前128chip結束時間為基準，最大可以向後延伸1024chip，而以前的標準僅為256chip（GP+UpPTS時隙）。如此檢測窗最大可以擴為1024chip，如果NodeB到UE的單向時延為Dt，則處於小區邊緣的UE的UpPCHpos約為2Dt，UpPCHpos的值要小於1024Tc，即2Dt切換門限時，用戶從Cell1遷移至Cell2。
③服務小區RSCP−鄰區RSCP>外圈至內圈門限時，用戶從外圈遷移至內圈。
特別地，在判決需要進行內外圈調整時，如果發現鄰區信號已經滿足切換，則直接進行切換，不進行內外圈調整。
2．TFFR的組網分析
在N頻點框架下採用了主載波異頻，但仍然存在兩個小區的輔載波同頻或者某個小區的輔載波與鄰區的主載波同頻的情況。以下就輔載波之間的同頻干擾和輔載波與主載波之間的同頻干擾展開分析。
（1）主/輔載波頻點互配
假設每個小區內第一個為主載波，其餘為輔載波（下同）。
相鄰小區“主輔載波頻點互配”，即A小區的主載波頻點為B小區的輔1載波頻點，B的主載波頻點為A的輔1載波頻點，在這種頻率配置下小區邊緣的用戶a和b很可能工作在同一個頻點下，如圖7所示。
同頻干擾控制技術 圖7主/輔載波頻點互配的TFFR
此時，小區邊緣形成同頻干擾帶造成網路KPI惡化。當打開TFFR功能後，網路側判決小區邊緣的用戶工作在異頻載波，如a工作在F1，b工作在F2，即選擇外圈駐留，起到抑制同頻干擾的效果。
（2）主載波異頻/輔載波同頻
主載波異頻/輔載波同頻的TFFR如圖8所示。
同頻干擾控制技術 圖8主載波異頻/輔載波同頻的TFFR
相鄰小區主載波異頻，輔載波同頻，可能會出現如下的情況，在A小區邊緣的用戶a很可能駐留在F2上，與此同時，B小區邊緣的用戶b可能駐留在F2上。如前文描述，此時用戶a和b之間構成了同頻干擾，如果類似a、b這樣的用戶不止兩個，則在小區邊緣形成很強的同頻干擾帶，造成網路KPI急劇惡化。當打開TFFR功能後，網路側根據UE的測量判決小區邊緣的用戶工作在異頻載波，如用戶a工作在F1（外圈），用戶b工作在F4（外圈），同頻干擾帶不復存在，抑制了同頻干擾。
3．TFFR技術的優勢
（1）降低同頻干擾
（2）考慮載波的負載均衡
4．TFFR的局限性
TFFR算法開啟的前提是小區內至少配置2個R4載波（一個全覆蓋載波，一個半覆蓋載波）。但在實際環境中，對於兩個載波所處的外內圈界定比較困難，隔離不如想像的好。而且，內外圈的資源劃分目前是靜態配置的，對於實際用戶的分布和動態變化還無法適應，可能會增加資源的緊缺，尤其是外圈資源。另外，目前內外圈的調整隻能通過周期報告來觸發，增加了空口的開銷，也增加了UE和RNC的處理負荷。
2.2MDIC技術
1．MDIC技術原理
MDIC算法綜合考慮服務小區的功率，以及鄰區干擾情況，給用戶分配合理的資源，確保下行鏈路的良好C/I。同時，實時監控用戶下行鏈路的C/I，在惡化前進行調整，保證用戶業務連續，提升用戶感知。
MDIC算法包括3個步驟。
（1）確認可能對當前用戶造成干擾的鄰區集合
一個推薦的方式是根據UE上報的各個鄰區的P-CCPCHRSCP，挑選P-CCPCHRSCP和當前小區的RSCP差值在一定門限範圍內作為潛在的干擾鄰區。為了降低實現的複雜度，干擾鄰區的數量不宜過多。
（2）綜合當前小區和鄰區的信息估算下行干擾
綜合根據服務小區和鄰區的發射功率，下行用戶所占用的RU等信息綜合評估當前用戶的下行干擾。
（3）根據前兩步的結果儘量給UE分配干擾小的頻點/時隙。
如圖9所示，在為UE1分配資源時，如果按照基於使用資源最小原則的分配算法，會選擇T5時隙，而MDIC算法則根據鄰區TS6上的用戶相對較少，造成的干擾也可能更小，因此會選擇TS6作為資源分配。
同頻干擾控制技術 圖9MDIC資源分配
UE所處的狀態不同，MDIC判決干擾的基礎信息也不同。當UE處於接入和切換狀態時，由於鄰小區是主要干擾，如果UE消除小區間干擾效果不佳時，必須充分考慮鄰小區干擾對資源分配的影響。當UE處於連線狀態時，則充分考慮UE所在下行時隙的ISCP干擾、TCP、誤塊率BLER等方面的信息進行干擾判決。
2．MDIC的技術優勢
TFFR算法基於UE不斷上報所測量的主載波P-CCPCH功率大小，而進行內外圈調整。而主載波的干擾情況可能不代表業務時隙的全部干擾情況，因此，TFFR一定程度上可以看作是載波級的“硬”調整，即必須具備將用戶不斷調整至內圈的能力，以釋放更多的資源給外圈用戶。比較而言，MDIC充分利用了TD-SCDMA系統頻點、時隙配置多維度的特點，當干擾出現在一個維度，通過資源搬運，將幾種干擾重新分配到不同維度，以降低干擾，是一種動態按需的時隙級的“軟”調整。
另外，TFFR要求外圈頻點必須異頻，否則可能存在干擾，而MDIC算法對組網沒有要求，如果存在異頻組網的頻點，MDIC也會評估到這些頻點干擾比較小；如果不存在異頻組網的頻點，MDIC算法仍然會嘗試尋找較小干擾的時隙。因此，MDIC比TFFR具備更大的頻點選擇範圍。
需要注意的是，雖然MDIC會將用戶分配到干擾較小的資源上，但是隨著環境的變化和用戶的移動，用戶還是可能會遇到較大的干擾，此時MDIC也會及時將用戶遷移到干擾較小的資源上。但是由於干擾的突發性，還是可能會存在一些情況，網路側在用戶受到強幹擾來不及將用戶調整到干擾較小的資源，此時用戶會出現諸如小區更新、物理信道重配置逾時、無線鏈路失敗、RLC不可恢復等異常現象。對於這類異常，通常的做法是將用戶釋放。但為了進一步降低掉話率，仍然需要通過空口異常綜合挽救等方式來為用戶重新分配資源，或將其調整至干擾較小的時隙上。
