互調失真例如，在給放大器輸入頻率為1kHz和5kHz的混合信號後，便會產生6kHz（1kHz和5kHz之和）及4kHz（1kHz和5kHz之差）的互調失真成份。IMD也是一種測量非線性失真的方式。互調失真是來自於兩個頻率F1與F2，在F1+F2與F1-F2（取絕對值）之間所產生的諧波，這些諧波彼此之間又能繼續組合出和、差、乘積。舉例來說，14kHz與15kHz的諧波失真就包括了1kHz與29kHz，而通過其中的1kHz，又能與14kHz組合出13kHz，依此類推。測量這些位置的諧波大小，就是互調失真。測試時是發出19kHz與20kHz兩個頻率的聲音，所以圖形上在19k與20k的位置會有峰波，我們可以藉此觀察在19k左邊的圖形是否有過多的諧波產生出來。這個值越小，則播放器越好。
解析
顧名思義，互調失真（IntermodulationDistortion）是指由於訊號互相調製所引起的失真，調製一詞本來是指一種在通訊技術中，用以提高訊號傳送效率的技術。由於含有聲音、圖像，文字等的原始訊號“加進”高頻訊號裡面，然後同志將這個合成訊號傳送出去。這種將高低頻相“加”的過程和方式稱為調製技術，所合成的訊號稱為調製訊號。調製訊號除保留高頻訊號的主要特徵外，還包含有低頻訊號的所有信息。產生互調失真的過程實質上也是一種調製過程，由於一個電子線路或一台放大器不可能做到完全理想的線性度，當不同頻率的訊號同時進入放大器被放大時，在非線性作用下，每個不同頻率的訊號就會自動相加和相減，產生出兩個在原訊號中沒有的額外訊號，原訊號如有三個不同頻率，額外訊號便會有6個，當原訊號為N個時，輸出訊號便會有N（N-1）個。可以想像的是，當輸入訊號是複雜的多頻率訊號，例如管弦樂時，由互調失真所產生的額外訊號數量是多么的驚人！
諧波失真
由於互調失真訊號全部都是音樂頻率的和興差訊號，和自然聲音完全同，所以人耳對此是相敏感的，不幸的是，在許多放大器中，互調失真往往大於諧波失真，部份原因是因為諧波失真一般比較容易對付。
雖然互調失真和諧波失真同樣是由放大器的非線性引起，兩者在數學觀點上看同樣是在正浞導號中加入一些額外的頻率成份，但它們實際上是不盡相同的，簡單的說，諧波失真是對原訊號波形的扭曲，即使是單一頻率訊號通過放大線路也會產生這種現象，而互調失真卻是不同頻率之間的互相干擾和影響，測量互調失真遠比測量諧波失真複雜，而且至今尚未有統一的標準。
通信系統中無源互調失真的測量
在現代通信系統中，當多個頻率的載波信號通過一些無源器件時，都會產生互調失真。無源器件如天線、電纜、濾波器等，由於其機械連線的不可靠，使用具有磁滯特性的材料，污損的接觸面等原因，不同頻率的信號在不材料連線處非線性混頻，產生不同幅度的互調產物，而這些互調失真信號又表現為通信頻帶中的干擾信號，使系統的信噪比下降，嚴重影響通信系統的容量和質量。實際上，在我們平時的設計和測量中，一般對有源互調寄予比較多的關注，如由放大器、混頻器等產生的互調失真，而有源互調的測量，由於互調失真與載波的相對幅度差較小，故測量易於實現。隨著通信系統的發展和系統質量的提高,無源互調的測量與分析將會日益受到重視。
測量的建立
當測量功率合成器的互調失真時，可使用如下圖的傳統測量方法：
採用Anritsu公司的68347信號源輸出的高功率連續波信號分別輸入到功率合成器的兩個連線埠。每一載波的頻率在測量需要的頻寬內合適設定，功率合成器有兩種作用：即為被測器件，又將兩路信號合成為一路信號。功率合成器產生的互調信號傳輸到雙工器連線埠，接收頻寬內的互調信號用頻譜分析儀測量。
現代無源互調分析儀，可輸出預先組合的雙頻信號。互調儀具有兩個射頻連線埠，連線埠一可輸出兩個高功率電平的雙頻信號，經過被測器件後進入分析儀的連線埠二，連線埠一的反射信號同時也進入分析儀的接收機。分析儀可在傳輸模式和反射模式兩種狀態下工作，分別測量被測件的傳輸互調失真和反射互調失真。
實際上，對被測件而言，不同因素產生的互調失真都為矢量信號，它們相對的相位關係將決定被測件在特定狀態下的互調失真的總幅度。在傳輸測量中，不同的互調產物在到達連線埠二時均同相，而在反射測量中，到達連線埠一的互調失真為連線埠一的總回響和連線埠二上互調源的相移回響。因此，反射互調失真為頻率和被測件電長度的函式。
使用互調儀測量上述功率合成器的互調回響。
互調儀的連線埠一接功率合成器的被測輸入口，這樣可以測量功率合成器的A1、A2和B連線埠的互調失真。互調儀的傳輸模式測量連線埠B的前向互調失真，反射模式測量連線埠A1的互調失真。如圖示，如果連線埠A1作為驅動連線埠，連線埠A2應接低互調失真負載，以理想地測試功率合成器的互調失真。通過換接連線埠A1、A2，功率合成器每一輸入連線埠的互調均可被測量。
把上面兩種方法作一比較：功率合成器連線處和連線埠B承載兩個連續波功率，測量的互調失真為這兩個因素的總的互調失真。如果每一連線埠的入射信號均為非調製信號，這種方法準確測量了功率合成器的真正互調性能，但是受到頻譜分析儀的固有互調失真的限制。如果功率合成器在輸出、輸入連線埠均為調製信號，提供的測量結果更有實際意義。
測量方法
下面主要討論採用無源互調分析儀測量時提高測量準確度的方法：
（一）測量兩連線埠器件的前向無源互調失真時，可採用直接的連線方法：被測件的輸入連線埠接分析儀的連線埠一，輸出連線埠接分析儀的連線埠二。這種方法的測量誤差隨頻率和連線連線埠二與被測件的電纜長度的變化而變化。而且，由於互調儀的連線埠一和連線埠二僅在測量的發射和接收頻寬內實現阻抗匹配，故在分析儀輸出載波信號的諧波頻率範圍內，將產生大的駐波，這樣，即使被測件在高功率載波的基波和諧波頻率範圍內具有良好的阻抗匹配特性，這種測量方法的建立仍產生出不同的互調電平。
首先，使用的定向耦合器必須要有足夠低的固有互調特性，其耦合度介於10~30dB之間，過大的耦合值使得被測的互調信號淹沒在分析儀連線埠二的噪聲底帶之中，過小的耦合度將增加測量誤差。定向耦合器如此連線，以便雙頻載波和產生的互調均可傳輸到耦合連線埠，耦合器的傳輸臂接低互調失真終端負載。耦合器的反向耦合連線埠匹配一標準五十歐姆終端負載。測量前，首先直接連線定向耦合器（好的電纜和適配器）到分析儀的兩連線埠做殘餘互調的檢查。這種測量建立提供了寬頻的阻抗匹配，有效地降低了載波的諧波頻率範圍內的駐波，穩定的測試條件得到更有意義的測量結果。
（二）高互調電平的無源互調失真測量：一般地，無源互調失真分析儀系統都有一線性工作區，如為-75~-125dBm,如果接受機的IM電平大於-75dBm,接收機的測量誤差將增大。對於測量前向互調電平，可採用如圖三的測試方法。定向耦合器的這種連線方法使得雙載波和產生的互調信號都流向耦合連線埠，耦合器的傳輸臂的連線埠可接低互調失真負載。
同樣的方法可適用於反向互調的測量：
定向耦合器的正向和反向耦合連線埠均接標準五十歐姆負載，傳輸臂接被測件，在被測件的輸出端接一低互調失真負載，這使得傳輸到連線埠一的互調信號最終在連線埠二得到測量。
在上述兩種建立中，定向耦合器的耦合連線埠都接一固定衰減器，衰減器的值決定於期望的互調電平，衰減器的作用是進一步減小互調電平使其低於單獨使用定向耦合器時的電平值。在這兩種方法中，測量系統的建立都要避免產生有效的殘餘互調電平。在測量時，衰減器的衰減值可由小到大變化，以使被測的互調電平衰減後達到互調儀接收機的線性工作區。測量結果要考慮衰減器的衰減值和定向耦合器的耦合值。
小結
現階段無源互調失真的測量，理論和方法都還處於初步階段，有些測量方法也不夠成熟。隨著射頻技術的發展，這一參數的測量將會愈加受到重視，測量設備也會更為完善，測量準確度也將大大提高。
電晶體聲的元兇“瞬態互調失真”
瞬態互調失真（TransientIntermodulationDistortion），亦稱TIM失真。TIM測量方法則遲至70年代才公開發表。記得1981年音響界人士雲集北京人民藝術劇院，專門討論它。由於瞬態互調失真與負反饋密切相關，所以在討論瞬態互調失真時就需要先從負反饋說起。
負反饋（NegativeFeedback）是一種廣泛套用於各類工程技術領域，簡單而實用的控制技術，負反饋本來是屬於控制技術中的閉環控制（CloseLoopControl）系統的一個環節，但因為套用廣泛，所以常常被用作閉環控制的代名詞。負反饋實際上是一種普遍存在於人們日常生活中的自然規律，舉例來說，當我們駕駛汽車的時候，如果發現汽車偏離得駛路線，我們就會向相反方向扭動方向盤，使汽車駛回正確路線。在這裡我們的眼睛就是充當負反饋通道的作用，負責把輸出值（汽車得駛方向）回饋給挖掘器（大腦），然後控制器將輸出值和設定值（正確方向）互相比較（相減），然後根據比較後的誤差，發出修正訊號（扭方向盤）去糾正。由此可見，負反饋的作用是將輸出值倒相（變為負數），隨後將之回饋至輸入端，和設定值相減，得出誤差訊號，然後控制器就會根據誤差大小作出修正。
在電子放大線路中，由於零件的非線性、對稱性、溫度的變化，噪音的干擾以及其他種種原因，使信號在被放大的同時，無可避免地被加入各種各樣的失真，而負反饋則能有效地降低這些失真。舉一個簡單的例子來說，如放大器在放大一個正弦波訊號時，由於零件的非線性、對稱性、溫度的變化會使輸出有明顯失真。通過負反饋，將失真的信號與輸入信號進行比較減去失真。因為是輸出與輸入相減，雖然穩定了增益，但是放大量也大幅度減小。如果要使輸出訊號被放大到足夠的強度，放大器的放大率（增益）便要加大，所幸的是這並非難事，尤其是電晶體機。如果我們將負反饋量加大，使輸出訊號降低到和輸入訊號電平相同的程度，即完全沒有放大，這种放大器線路有一個特殊的名稱，叫緩衝放大器（BufferAmplifier）。雖然訊號沒有被放大，但因為放大器一般都是輸入阻抗高，輸出阻抗低。所以緩衝放大器常被用作阻抗匹配之用。
既然負反饋能有效地降低失真，但為什麼又會引起瞬態互調失真呢？原來問題出在時間上，其中又以電晶體機最為嚴重。和真空管相比，電晶體有堅固耐用，體積小，重量輕放大率高等優點，其缺點是工作特性不穩定，易受溫度等因素影響而產生失真甚至失控。解決辦法之一是採用高達50至60dB左右的深度負反饋。反正晶體管的放大率很高，犧牲一些無所謂，由於採用了大深度的負反饋，大幅度減少了失真，所以電晶體機很容易獲得高超的技術規格。不過麻煩也就因此而起，為了減少由深度負反饋所引起的高頻寄生振盪，電晶體放大器一般要在前置推動級電晶體的基極和集電極之間加入一個小電容，使高頻段的相位稍為滯後，稱為滯後價或稱分補價，可是無論電容如何細小，總需要一定時間來充電，當輸入訊號含有速度很高的瞬態脈衝時，小電容來不及充電，也就是說在這一剎那線路是處於沒有負反饋狀態。由於輸入訊號沒有和負回輸訊號相減，造成訊號過強，這些過強訊號會使放大線路瞬時過載（Overload）。因為電晶體機負反饋量大，訊號過強程度更高，常常達到數十倍甚至數百倍，結果使輸出訊號削波（Clipping）。這就是瞬態互調失真，因為在電晶體線路最多出現，所以也被稱為“原子粒”聲或電晶體聲。
順帶一提的是，這種負反饋時間延遲問題在工業控制系統中也常常遇到，稱為純延遲（DeadTime）問題，其起因絕大部份是因為感應器（Sensor）安裝位置太遠。例如在一個恆溫熱水器中，溫度探測被安裝在遠離發熱順的位置，結果是當探測器感應到水溫足夠時，在發熱器附近的水溫早就已經過熱了。這樣的控制結果必然是水溫在過熱和過冷之間大幅擺動，稱為控制超調（Overshoot）或系統振盪。純延遲至今仍然是困擾自動控制技術的一大難題，有關解決方法的論文由五十年代至今少說也有上千篇，但始終找不到一個簡單而行之有效的辦法。
雖然負反饋出現時間延遲不好對付，但要解決也不是沒有辦法，我們可以乾脆不讓它出現，或即使其出現也不至於造成太大的破壞，方法有多種，例如只用小量大環路負反饋，這樣即命名出現負反饋時間延遲，輸入訊號也不至於過強。所減少的負反饋量則由只跨越1個放大級的局部負反饋代替，，局部負反饋路徑短，時間快，不易誘發瞬態互調失真。真空管工作穩定，不一定要用大深度負反饋抑制失真，況且其失真多數是人耳愛聽的偶次諧波失真所以膽機沒有一般所謂的“原子粒”聲。至於其他用於線路設計上防範瞬態互調失真的方法，因涉及較多枯燥的理論，這裡就不一一介紹了。
除了線上路設計上防範瞬態互調失真外，發燒友還可以採取另一項措施去減少瞬態互調失真，那就是儘量利用各種禁止和濾波措施去減少各種高頻干擾訊號進入放大器，雖然這些訊號有許多是屬於人耳聽不見的射頻干擾，但因為其頻率很高，極易誘發瞬態互調失真，令輸入級過載，使音樂訊號得不到正常的放大。
負反饋方式的設定對功放性能影響很大。一般功放電路負反饋取自輸出端。電流放大級產生的失真靠大環路負反饋來改善。這種反饋方式往往使功放在客觀上失真度指標是改善了，而主觀聽感上卻不盡人意。末級產生的失真通過負反饋輸入前級，再通過前級放大後對其進行補償與調整，這種補償與調整必然是滯後的，勢必使系統瞬態回響速度降低，易於誘發瞬態互調（TIM）失真，並使高頻信號產生失真與相移，在聽感上表現為生硬的“電晶體聲”。另外，揚聲器產生的反電動勢和音箱線感應的射頻干擾也通過信號產生“污染”，影響了音質的純正。
為了避免以上缺點，可以採用了前級電壓反饋以及用電容將前級與末級隔離。由於這隻電容位於信號通道上，為保證音質純正，選用了金屬化聚丙烯電容。這樣，末級就變成了無負反饋的0dB後級放大器（純電流放大器），因此，本級的前級放大取為高增益放大器。許多方法都在實踐中，現在還沒有一個普遍好用的辦法解決“電晶體聲”。
